Усилитель НЧ с синфазным стабилизатором режима (12 Ватт)

Установка тока покоя усилителя Радиотехника У-101

Установку тока покоя выходных транзисторов усилителя Радиотехника У-101 обычно выполняют после ремонта плат УНЧ-50-8, либо в целях профилактики.
Вы можете спросить, как изменится звучание, если ток покоя установить ниже или выше рекомендованного значения? Все очень просто, ток покоя ниже рекомендованного значения приведет к искажениям выходного сигнала на относительно небольшом уровне громкости. Завышенный ток приведет к излишнему нагреву транзисторов и радиатора на небольшой громкости, но звучание будет без слышимых искажений.

Какое же значение тока покоя является нормой для усилителя Радиотехника У-101? Согласно инструкции по ремонту данного усилителя, ток покоя необходимо установить в пределах 40-50мА.

Прогон усилителя

Прогон выполняется после ремонта аппарата и перед его настройкой. На один из входов (например «Унив.») нужно подать музыкальную программу и на среднем уровне громкости гонять усилитель не менее часа.

Процесс настройки тока покоя

Данный способ прост и взят из инструкции по ремонту усилителя Радиотехника У-101 (СКАЧАТЬ). Существуют и другие способы, но в этой статье я их рассматривать не буду.

Итак, выполнив прогон нашего аппарата, его необходимо отключить от сети. Далее найти провод питания «+Uпит.вых.» и в разрыв него включить миллиамперметр постоянного тока.

unch-50-8-1024x569

Входной сигнал от усилителя должен быть отключен, ручка громкости вывернута на минимум.

После чего включаем усилитель и на дисплее тестера отобразиться ток покоя

114

Изначально на одном канале значение составило 94мА, а на другом 122мА.

Его установка производится вращением движка подстроечного резистора R12. Внимание! Настоятельно рекомендую производить подстройку резистором R12 при отключенном усилителе. Резистор старый, его электропроводный слой и бегунок могут за долгое время окислиться. В результате этого, при вращении движка R12 его сопротивление может на некоторое время быть бесконечным, и выйдут из строя транзисторы. Будьте внимательны!

r12

Подстройку нужно выполнять очень плавно, диэлектрической отверткой. После подстройки подключаем питание и смотрим показания на дисплее мультиметра. Если ток покоя не установлен в пределах 40-50мА, то отключаем питание усилителя и производим дальнейшую настройку.

ustanovka-toka-pokoya

Показатель сильно зависит от температуры, поэтому выставив необходимый ток усилитель вновь нужно прогнать и выполнить контрольную настройку. К примеру, выставив ток обоих каналов около 45мА после остывания радиаторов ток уже составил примерно 30мА.

Схема усилителя Радиотехника У-101 СКАЧАТЬ

источник

integrats-013-ldsound-ru_

1534743827_foto-3

1534743859_foto-4

Стабилизация режима усилителей класса АВ

предлагаемой вниманию читателей статье представлен способ автоматической регулировки напряжения смещения двухтактных усилителей для стабилизации тока, потребляемого усилителем при прохождении усиливаемого сигнала через ноль и в состоянии покоя.

К достоинствам статьи можно отнести методику расчёта и проверки стабильности режима выходного каскада УМЗЧ.

Усилители класса АВ наиболее распространены среди линейных усилителей мощности, поскольку позволяют сочетать высокую экономичность усилителей класса В с отсутствием искажений в усилителях класса А. Однако формирование необходимого для этого напряжения смещения транзисторов, поддерживающего плечи двухтактного каскада в режиме оптимального начального тока (тока покоя), было и остаётся основной проблемой построения таких усилителей, проблемой стабилизации их параметров. Объясняется это нестабильностью характеристик транзисторов, их зависимостью от температуры и уровня сигнала, а также от разброса и дрейфа параметров тех же транзисторов. В статье [1] речь идёт не столько о стабилизации, сколько об обеспечении «определённости» режима. Достигнутый практический уровень характеризует подборка схем в [2]. Из них и из других известных автору публикаций видно, что приемлемого схемотехнического решения стабилизации режима усилителей этого класса до сих пор нет; не сформулировано однозначного способа (правила, критерия, алгоритма) регулирования напряжения смещения, который позволял бы автоматически устанавливать оптимальное напряжение смещения мощных транзисторов. Одно из решений этой проблемы предлагается ниже.

Критерий оптимальности

Режим усилителей наиболее эффективно стабилизируют методами обратной связи путём измерения некоторой электрической величины, зависящей от напряжения смещения, сравнения её с эталонным значением и автоматического регулирования. Попытки регулировкой напряжения смещения стабилизировать ток покоя усилителей приводили или только к частичному решению задачи [3, 4], или к созданию усилителей [5], обладающих необходимой стабильностью, но проигрывающих высококачественным усилителям класса АВ по некоторым параметрам. Ток этих усилителей в момент прохождения усиливаемого сигнала через ноль — его называют начальным током — не равен току покоя усилителей; их правильнее отнести к усилителям с динамическим смещением. Для двухтактных усилителей со стабилизацией минимальных токов плеч [6], кроме того, опасно перевозбуждение. Только стабильные по всем параметрам усилители класса АВ можно считать совершенными, находящимися вне конкуренции.

Критерий оптимальности напряжения смещения усилителей класса АВ — стабильность начального тока, равного току покоя усилителя класса АВ и поддерживаемого автоматически.

Этот критерий оптимальности без его формулировки и без разделения понятий тока покоя и начального тока использован в [7]. Однако автор выбрал неудачную методику определения начального тока (в терминологии автора — тока покоя) путём его вычисления с помощью операционных усилителей как разницы между измеряемыми токами плеч и нагрузки. Кроме сложности реализации и довольно больших потерь мощности в измерительных резисторах, основной недостаток выбранной методики заключается в том, что погрешность определения может превосходить искомое значение. Развитием идей из [7] можно считать техническое решение [8], где достигнут хороший результат применительно к усилителям на полевых транзисторах, но недостаточно полно формулируются и выполняются требования, обязательные для любых усилителей класса АВ. Ниже подробно рассмотрен метод измерения начального тока с помощью детектора минимальных значений суммы токов в плечах двухтактного каскада.

Теоретическое обоснование

Для того чтобы выявить возможность измерения начального тока в двухтактном каскаде на фоне меняющихся сигналов, рассмотрим изменения токов в плечах такого каскада и их суммы в предположении, что ток сигнала в нагрузке изменяется по простейшему синусоидальному закону:

iн = lmsinα.

Здесь iн — мгновенное значение тока нагрузки; Im — его амплитуда; α = Ωt — фазовый угол; Ω — рабочая частота; t — время.

Характер изменения токов в плечах двухтактного каскада изображён на рис. 1, а, а суммы абсолютных значений токов — на рис. 1, б.

pic1

Рис. 1.

Ток нагрузки в двухтактном каскаде определяется разностью токов плеч или суммой абсолютных значений приращений токов плеч

iн = |Δi1| + lΔi2|.

При малых токах сигнала оба плеча усилителя работают в линейном режиме класса А. Приращения токов плеч по абсолютной величине равны половине тока нагрузки:

|Δi1| + lΔi2| = 0,5iн = 0,5lmsinα,

и выражения для токов плеч будут иметь вид

при 0 ≤ α ≤ α0.

Здесь и далее через α0 обозначен фазовый угол, при превышении которого усилитель переходит из режима класса А в режим с отсечкой тока в плече.

Если все токи нормировать по отношению к максимальному току нагрузки (нормированные токи обозначены жирным шрифтом)

Iнач/Im = Iнач и Im/Im = 1 то

при 0 ≤ α ≤ α0.

При α = α0 ток второго плеча уменьшается до нуля, т. е.

iнач — 0,5sinα0 = 0.

Из этого определяем α0 = arcsin2IНАЧ.

В режиме отсечки тока в одном плече ток нагрузки определяется приращениями тока другого плеча:

при α0 ≤ α ≤ π/2.

При α ≥ π/2 характер изменения токов повторяется в обратном порядке, а при α >π меняется знак тока нагрузки и его формирование производится другим плечом (см. рис. 1).

Сумма токов плеч

имеет постоянное минимальное значение, определяемое только начальным током усилителя

(i1 + i2)мин = 2Iнач.

Это даёт возможность сформулировать способ стабилизации: для стабилизации режима усилителя класса АВ при любом желаемом начальном токе необходимо и достаточно стабилизировать минимальное значение суммы токов плеч, равное двукратному значению начального тока одного плеча.

Обобщённая структурная схема

На рис. 2 приведена простейшая схема усилителя со стабилизацией на-чальноготокапо предлагаемому способу. Она получена доработкой схемы из [4] путём включения в неё резистора R13 и пикового детектора на транзисторе VT8. Импульсы напряжения на резисторе R13 максимальны при минимальном суммарном напряжении на резисторах R10 и R11, т. е. в режиме покоя усилителя и при прохождении сигнала через ноль. Эмиттерным током транзистора VT8 заряжается конденсатор C3 до напряжения, чуть ниже максимального напряжения на резисторе R13. При этом напряжение на входе регулятора напряжения смещения VT3 тем больше, чем меньше суммарное напряжение на резисторах R10 и R11. При уменьшении начального тока транзисторов VT6 и VT7 напряжение смещения возрастает, а при их возрастании — уменьшается. В результате начальный ток транзисторов оконечного каскада стабилизируется на уровне тока покоя.

pic2

Рис. 2.

Вне зависимости от конкретного исполнения, будь то трансформаторный или бестрансформаторный усилитель с параллельным или последовательным включением плеч, можно назвать обязательные для стабилизации его режима элементы. Эти элементы изображены на рис. 3, часть которых применяется, в частности, в усилителе, схема которого изображена на рис. 2. В обобщённую схему входят сам усилитель и регулятор напряжения смещения, за исключением нагрузки R„. Регулятором напряжения смещения служит транзистор VT3 с резистором R6.

pic3

Рис. 3.

Датчиками 1 и 2 токов в двух плечах усилителя на рис. 2 являются резисторы R10 и R11; суммирующее устройство реализовано последовательным включением этих резисторов: с них снимается напряжение, пропорциональное сумме токов. С помощью транзистора VT3 минимальное суммарное напряжение инвертируется в максимальное напряжение на резисторе R13. Детектирование этого напряжения осуществляется транзистором VT8 с RC-цепью R12С3.

Все эти элементы целесообразно объединить в специальный модуль стабилизации, поскольку именно ими в комплексе стабилизируется любой заданный начальный ток усилителя и обеспечивается равенство этого тока току покоя. В усилении сигнала эти элементы не участвуют. Ниже дано описание более сложного модуля стабилизации, предназначенного для симметричной схемы усилителя с датчиками тока, вынесенными к цепям питания.

Выбор начального тока

Обеспечивая возможность стабилизации начального тока, необходимо обосновать выбор его оптимального значения и допустимого интервала изменения. Для выбора оптимального тока Iнач рассмотрим зависимости основных параметров усилителя класса АВ от начального тока, меняющегося в максимальных пределах, т. е. от нуля (класс В) до 0,5Im (класс А) и от амплитуды тока сигнала.

Расчётные графики зависимости этих параметров от начального тока усилителя изображены на рис. 4, а.

pic42

Рис. 4.

Кривая КПД характеризует зависимость максимального коэффициента полезного действия усилителя от выбранного значения начального тока. При его увеличении максимальный КПД снижается от значения 0,785, свойственного усилителям класса В, до 0,5, свойственного усилителям класса А.

Кривая Pтепл/Pвых макс рахактеризует максимальную тепловую мощность, выделяемую на выходных транзисторах, от выбранного начального тока усилителя. При начальном токе Iнач ≥ 0,13Im, максимальная тепловая мощность определяется именно этимтокомв состоянии покоя усилителя (восходящий прямолинейный участок кривой). При меньшем начальном токе максимальная тепловая мощность определяется в основном мощностью от переменного тока сигнала, выделяемой на усилительных транзисторах. Для усилителей класса В (при Iнач = 0) максимум тепловой мощности достигает 0,405Рвых макс.

Кривая tмин/T характеризует относительную продолжительность (в долях периода) минимума суммы токов плеч в зависимости от начального тока:

tмин/T = α0/(π/2) = 2α0/С = (2arcsin (2Iнач))/π.

Эта зависимость характеризует необходимое быстродействие (время считывания) детектора минимальных значений. Продолжительность минимума суммы токов тем больше, а требования к пиковому детектору соответственно тем ниже, чем больше начальный ток. В классе А пиковый детектор вообще не нужен. С уменьшением начального тока требования к пиковому детектору, естественно, возрастают.

На рис. 4, б изображена зависимость тепловой мощности, выделяемой на усилительных транзисторах, от тока сигнала при разных начальных токах усилителя. На этих кривых наглядно видна зона оптимальных значений начального тока. Ею можно считать ток от 0 до 0,1Im. При максимальном токе этого диапазона гарантированно отсутствуют искажения типа «ступенька», а тепловая мощность, выделяющаяся на транзисторах в режиме покоя, не превосходит мощности, выделяемой на них в режиме сильного сигнала. Во всём возможном интервале значений токов сигнала она колеблется вокруг значения 0,4Рвых макс и максимально превосходит максимальную тепловую мощность усилителей класса В только на 10%, оставаясь меньше максимальной тепловой мощности усилителей класса А в 4,5 раза. Максимальный КПД усилителя с таким начальным током равен 77 %, что только на 2 % ниже, чем в усилителях класса В. Дальнейшее увеличение начального тока, хотя и допустимо, не даёт никакого энергетического выигрыша и почти не снижает искажений. Уменьшение же начального тока желательно с точки зрения снижения тепловых потерь мощности в режиме покоя. Целесообразность этого решает разработчик. Непосредственная стабилизация начального тока устраняет опасность работы с напряжениями смещения, полностью закрывающими усилитель, и тем самым опасность разрыва цепи общей отрицательной обратной связи (ООС). Нелинейные искажения уменьшаются посредством ООС и могут быть проконтролированы при налаживании усилителя. Начальный ток усилителя при этом может быть установлен значительно меньшим, чем 0,1Im.

Верхняя часть динамического диапазона усиливаемых сигналов, выводящих выходной каскад из режима класса А в режим класса АВ, связана соотношением Im/(2Iнач) При начальном токе 0,1Im она составляет 14 дБ, а при начальном токе 0,05Im — 20 дБ. Если мы посмотрим осциллографом усиливаемый сигнал, то увидим пиковые значения, на 14…20 дБ превышающие среднеквадратический уровень звуковых сигналов. Это означает, что если максимальная выходная мощность усилителей используется для неискажающего воспроизведения именно этих пиков, то большую часть времени усилитель работает при относительно малых уровнях сигнала, т. е. в режиме класса А. Этим оправдывается снижение тока покоя и, соответственно, потребляемой мощности в этом режиме. Максимальное значение начального тока рекомендуемого интервала выделено на рис. 4, а штриховкой.

Экспериментальный усилитель

На рис. 5 представлена схема высококачественного усилителя средней мощности, нагрузкой которого может служить акустическая система S-30.

pic5

Рис. 5.

При рассмотрении схемы можно считать замкнутыми попарно выводы 1 и 3, а также 4 и 6 модуля стабилизации. Выводы 2 и 5 являются противофазными выходами для управления регуляторами напряжения смещения.

Особенностями самого усилителя являются использование мощных полевых транзисторов в выходном каскаде и симметричность структуры для обеих полярностей усиливаемого сигнала. Напряжение смещения для полевых транзисторов образуется на резисторах R17 и R18 токами транзисторов VT1 и VT2, а их автоматическая регулировка — синхронной регулировкой токов предварительных каскадов усилителя транзисторами VT3 и VT4. Резисторы Rl9 и R20 служат для повышения динамической стабильности транзисторов, элементы С10, R21, R22 и L1 — для коррекции частотной характеристики системы с комплексным характером нагрузки.

Модуль стабилизации

Модуль стабилизации для симметричной схемы усилителя имеет изолированные от нагрузки измерители тока плеч, а в качестве источника образцового напряжения используется общий источник питания; кроме того, модуль имеет два противофазных выхода. Его схема изображена на рис. 6.

Читайте также:  Акустическая система Bowers & Wilkins AM-1 white

pic6

Рис. 6.

Измерительными датчиками минимального тока в плечах выходного каскада служат резисторы R1 и R3, шунтированные, как и в схеме на рис. 2, кремниевыми диодами VD1 и VD2 для обхода большим током нагрузки. Для суммирования используются уменьшенные копии этих токов, сформированные транзисторами VT3 и VT4 с токозадающими резисторами R4 и R5. Транзисторы VT1 и VT2 служат для компенсации напряжения база-эмиттер транзисторов VT3 и VT4. Благодаря этому напряжение на резисторах R4 и R5 можно считать равным напряжению на резисторах R1 и R3, а коэффициент передачи тока от измерителей к копирующим каскадам равным отношению сопротивлений резисторов R1 к R4 и R3 к R5.

Суммирующее устройство реализовано на резисторе R7. Масштабируемая копия тока нижнего плеча выходного каскада подаётся на него непосредственно через коллектор VT4, а соответствующая тому же масштабу копия тока верхнего плеча — транзистором VT3 через токовое зеркало на транзисторах VT5, VT6 с резисторами R6 и R8. Токи транзисторов VT4 и VT6 суммируются с током транзистора VT8 на резисторе R7. Минимум суммы токов VT4 и VT6 при этом превращается в максимум тока VT8, т. е. в максимум напряжения на резисторе R12 при прохождении усиливаемого сигнала через ноль и в режиме покоя усилителя.

В состоянии покоя это напряжение постоянно и максимально. По мере роста амплитуды сигнала оно получает сначала небольшие и редкие, затем глубокие и длительные провалы, приобретая вид хаотичной кривой, вершинами привязанной к максимальным значениям напряжения. Наиболее глубокие провалы соответствуют наибольшей амплитуде сигнала, наибольшая длительность провалов — наиболее низким усиливаемым частотам; плоские вершины соответствуют работе усилителя в режиме класса А, центры вершин — моментам перехода усиливаемого сигнала через ноль.

Пиковый детектор на транзисторе VT7 быстро заряжает конденсатор С1 до напряжения, чуть меньшего (на ΔUбэ ≈ 0,6 В) максимального напряжения на резисторе R12. Постоянная времени τзар ≈ C1·R12/h21Э7, где h21Э7 — коэффициент передачи тока базы транзистора VT7. Разрядка происходит медленнее. Её постоянная времени τраз ≈ C1·R11.

Отношение τзар/τраз = R12/(R11·h21Э7) должно быть не более относительной продолжительности минимума суммы токов плеч, поскольку зарядка (считывание информации о минимуме суммы токов) должна производиться возможно быстро, а разрядка (хранение этой информации до следующего считывания) должна быть возможно длительной: τзар/τраз ≤ tмин/T.

Наиболее тяжёлый режим работы пикового детектора — режим максимального сигнала на нижней усиливаемой частоте Fн когда провалы напряжения на резисторе R12 максимальны и по глубине, и по длительности. По допустимой амплитуде пульсаций на конденсаторе С1 в этом режиме δп, выраженной в процентах, при известном сопротивлении разрядки (R11 в схеме рис. 6) можно рассчитать и минимальную ёмкость этого конденсатора

Напряжение на этом конденсаторе в режиме покоя усилителя постоянно. В режиме усиления это напряжение приобретает на месте провалов входного напряжения неглубокие (измеряемые единицами или долями процентов) пилообразные импульсы при выходе усилителя из режима класса А, с медленным спадом и быстрым возвратом к максимальному значению в режиме класса А. Это напряжение в среднем остаётся пропорциональным начальному току усилителя и служит управляющим напряжением регуляторов смещения.

Пульсации управляющего напряжения неизбежно вносят на низших частотах сигнала небольшие искажения. Но эти искажения тем меньше, чем больше ёмкость накопительного конденсатора детектора; они вносятся только в сильный сигнал, выводящий усилитель из класса А, а в симметричной схеме, как наша, взаимно компенсируются плечами усилителя. В экспериментальном усилителе эти искажения никак не ощущаются.

В коллекторную цепь транзистора VT7 включена цепь C2R9, точно такая же, как и в эмиттерную — C1R11. Это позволяет получить второй противофазный выход модуля стабилизации. Резистор R10 служит для ограничения бросков тока транзистора VT7 при переходных процессах. Установка начального тока усилителя возможна выбором равных резисторов R1 и R3, а также подбором резистора R7 или R12. Режим стабилизации этого тока не требует впоследствии какой-либо подстройки.

Пример расчёта элементов стабилизации

Выбранная акустическая система рассчитана на выходную мощность до 30 Вт. При номинальном её электрическом сопротивлении 4 Ом и выходной мощности усилителя 15 Вт амплитуда тока составит 2,74 А. Максимальное рекомендуемое значение начального тока, равное току покоя выходных транзисторов, составляет Iнач макс = 0,1Im = 0,274А. Выбираем Iнач = 0,1 А.

Нормированное значение Iнач = Iнач/Im = 0,1/2,74 = 0,0365

Поскольку расчёту подлежит замкнутая система с обратной связью, все элементы которой зависят друг от друга, мысленно разорвём её в точке соединения собственно усилителя и модуля стабилизации. Зададимся удобным для работы номинальным напряжением управления регуляторами смещения, которое должно устанавливаться в этой точке в линейном режиме при выбранном начальном токе (токе покоя) Uупр = 10 В. Это даёт возможность рассчитывать элементы двух схем независимо друг от друга.

В самом усилителе (см. рис. 5) для выбранных полевых транзисторов измеренное пороговое напряжение составляет 3,5…3,8 В. При указанных на схеме сопротивлениях резисторов R17 и R18 такое напряжение достигается при токе транзисторов VT1 и VT2 в интервале 7,45…8,01 мА. Примерно такие же токи должны иметь транзисторы VT5 и VT6. Токи транзисторов VT3 и VT4 равны сумме токов VT1 и VT3 или VT2 и VT4; примем их равными 15 мА. При этом сопротивление резисторов R5 = R6 = (Uупр — ΔUбэ)/IVT3 = (10 — 0,6)/15·10-3 ≈ 620 Ом.

Неравенство порогового напряжения транзисторов VT7 и VT8 и соответствующих токов транзисторов VT1 и VT2 достигается автоматически действием ООС через резистор R13, обеспечивающей равенство токов стока транзисторов VT7 и VT8.

Переходим к расчёту элементов модуля стабилизации (см. рис. 6). Сопротивление резисторов R1 и R3 выбираем таким, чтобы рабочее напряжение на них, обусловленное удвоенным начальным током, было заведомо меньше напряжения открывания (0,6 В) мощных кремниевых диодов VD1 иVD2: R1 = R3 < Uотк/(2Iнач) = 0,6/(2·0,1) = 3 Ом.

Выбираем R1 = R3 = 2 Ом.

Рабочее напряжение на этих резисторах в состоянии покоя усилителя, контролируемое при его настройке (правильнее сказать — при проверке настраивать нечего), составит UR1 = UR3 = Iнач·R1 = 0,2 В.

При выбранных значениях R4 = R5 = 100 Ом токи транзисторов VT3 и VT4 будут уменьшенными в 50 раз копиями токов плеч усилителя. В режиме молчания и при переходе сигнала через ноль они будут равны 2 мА. Максимальное значение этих токов, равное 7 мА, определяется максимальным напряжением (0,7 В) на диодах VD1 и VD2. Сопротивление резистора R7 выбираем из условия, что максимальным током одного из транзисторов VT3 или VT4 при прохождении достаточно сильного сигнала каскад на транзисторе VT8 может закрываться: R7 = Eпит/(2·Iмакс) = 60/(2·7) = 4,3 кОм. Не опасно, если максимальные токи если максимальные токи транзисторов VT3 и VT4 будут несколько больше или меньше 7 мА. Они не несут информации о начальном токе усилителя, а транзистор VT8 или закрыт, или его ток минимален. В режиме молчания или при прохождении напряжения сигнала через ноль транзистор VT8 открыт и его коллектор- ный ток максимален:

IVT8 макс = (0,5·Eпит — ΔUбэ)/R7 — 2Iнач/50 = (0,5 · 60 — 0,6)/4,3 — (2 · 100)/50 = 3 мА.

При этом токе формируется номинальное напряжение управления регуляторами напряжения смещения. Сопротивление резистора R12 определяем из условия, что постоянное напряжение на нём в режиме молчания или пульсирующее в момент перехода усиливае-

мого сигнала через ноль будет на ΔUбэ больше, чем управляющее напряжение:

R12 = (Uупр + ΔUбэ)/IVT8 макс = (10 + 0,6)/3 = 3,6 кОм

Численный расчёт минимальной ёмкости конденсатора С1 по формуле, приведённой в предыдущем разделе, при Fн = 20 Гц и δп = 3 % даёт 82 мкФ. Применённые конденсаторы С1 и С2 имеют меньшую ёмкость, но она увеличена вдвое конденсаторами С4 и С5 самого усилителя (рис. 5).

Проверяем быстродействие пикового детектора:

τзар/τраз = R12/(R11·h21Э7) = 3600/(10000 · 100) = 0,0036;

tмин/T = (2 · arcsin (2 · 0,0365))/π = 0,0465.

Соотношение τзар/τраз ≤ tмин/T выполняется с запасом.

Выведем формулу для проверочного расчёта начального тока по выбранным и заданным параметрам элементов схемы. Ток покоя (он же начальный) мощных транзисторов определяется их напряжением смещения, которое при высокой или очень высокой крутизне восходящих участков характеристик полевых транзисторов не сильно отличается от порогового напряжения этих транзисторов, поэтому будем считать, что при любом начальном токе напряжение смещения примерно равно пороговому.

Учитывая, что токи транзисторов VT3 и VT4 (нарис. 5) делятся транзисторами дифференциальных каскадов пополам, имеем

Второе равенство равносильно первому, поскольку R5 = R6 и R17 = R18.

По схеме на рис. 6 можем записать

Решая эти выражения совместно, получим для усилителя в целом

Здесь введены дополнительные индексы для обозначения узла, к которому принадлежит тот или иной резистор: мс — модуль стабилизации, ус — собственно усилитель.

Численный расчёт с подстановкой в формулу данных усилителя при Uпор = 3,5 В даёт значение Iнач = 102,5 мА при допустимой погрешности. Но особенно ценна возможность с помощью этой формулы оценить влияние на начальный ток усилителя дрейфа тех или иных параметров элементов усилителя и, в первую очередь, порогового напряжения полевых транзисторов. Совершенно недопустимое для многих усилителей изменение Uпор транзисторов на ±20 % привело бы к выходу их из строя или к сильным искажениям сигнала. В нашем случае оно только меняет начальный ток усилителя на ±12,5 %, что вполне допустимо и скорее всего даже не будет замечено слушателями.

Конструкция и детали

Усилитель выполнен на базе конструкции «Радиотехника У-101-стерео». Две печатные платы усилителя, соответствующие чертежу на рис. 7, устанавливают вместо печатных плат модулей УНЧ-50-8 на теплоотводы базового усилителя. Оконечные транзисторы VT7 и VT8 закрепляют на изолированныхтепло-отводах без дополнительной изоляции. Оксидные конденсаторы усилителя — К50-35, С7 — неполярный Jamicon NK, остальные — К10-17. Резисторы R19 и R20 — С5-16МВ, остальные — С2-33Н. Бескаркасный дроссель L1 от модуля УНЧ-50-8 содержит 16 витков провода ПЭВ-11,3, намотанных в два слоя с внутренним диаметром 5 мм.

pic7

Рис. 7.

Платы модулей стабилизации, чертёж которых изображён на рис. 8, устанавливают перпендикулярно на платы усилителя; они крепятся своими выводами 1-6. Конденсаторы — К50-35, резисторы — С2-33Н.

pic8

Рис. 8.

Заключение

Кажущаяся поначалу сложность модуля стабилизации оправдывается действенностью предлагаемого способа стабилизации, лёгкостью расчёта и малой потребляемой мощностью этого модуля, атакже практически отсутствием необходимости налаживания усилителя. Это подтверждается и безупречной работой экспериментального усилителя в течение несколькихлет. Такая стабилизация режима мощных каскадов может быть применена как в усилителях высокого класса и повышенной надёжности, так и в большинстве транзисторных усилителей, в устройствах контроля, измерения и автоматики.

Литература

1. Грошев В. Я. Методы обеспечения определённости и стабильности начального режима двухтактных усилителей на биполярных транзисторах. — Радиотехника, 1989, № 2.

2. Сухов Н. Лучшие конструкции УНЧ и сабвуферов своими руками. — С.-Пб.: Наука и техника, 2012.

3. Моисеев В. К., Егоров Н.Н. Бестрансформаторныйдвухтакт-ный усилитель. Авт. свид. № 307487. БИ № 20, 1971.

4. Ефремов В. С. Бестрансформаторный транзисторный двухтактный усилитель классаАВ. Авт. свид. № 663073. БИ № 18, 1979.

5. Компаненко Л. Усилитель мощности с «нулевым» током покоя выходного каскада. — Радио, 2004, № 1, с. 18, 19.

6. Ефремов В. С. Двухтактные усилители со стабилизацией минимальных токов плеч. В сб. Полупроводниковая электроника в технике связи, вып. 23. — М.: Радио и связь, 1983.

7. Терешин В. Стабилизация тока покоя в усилителях мощности ЗЧ. — Радио, 1987, № 3, с. 33-35.

8. Мулындин А. Стабилизация тока покоя УМЗЧ с полевыми транзисторами. — Радио, 2008, № 10, с. 9.

Автор: В. Ефремов, пос. Лесной Московской обл.

obratnyj-tok-tranzistora

tranzistor-pn2222-obratnyj-tok

usilitel-zvuka-na-tranzistorah-s-temperaturnoj-stabilizaciej

i_012

i_007

i_008

i_009

i_010

shema-usilitelya-moshchnosti-zvukovoj-chastoty-umzch

i_011

obratnaya-svyaz-v-tranzistornyh-usilitelyah

Что такое выходной транзистор? Ток покоя и каскадные усилители

Что такое выходной транзистор? Выходными, или оконечными, транзисторами называют транзисторы, входящие в конструкцию выходных (последних) каскадов в каскадных усилителях (имеющих минимум два или три каскада) частоты. Кроме выходных имеются ещё и предварительные каскады, это все, некоторые расположены до выходного.

Каскад — это транзистор укомплектованный резистором, конденсатором и иными элементами, обеспечивающими его работу в качестве усилителя. Всё имеющееся в усилителе количество предварительных каскадов должно обеспечивать увеличение напряжения частоты таким образом, чтобы полученное значение было пригодно для функционирования выходного транзистора. В свою очередь сам выходной транзистор

повышает мощность частотных колебаний до значения, обеспечивающего работу динамической головки.

Блок питания

Если к блоку питания не предъявлять жестких требований по стабильности напряжения и уровню пульсаций, что характеризует, в частности, описанный выше усилитель мощности, то в качестве источника питания можно использовать обычный двухполярный блок питания, принципиальная схема которого показана на рис. 3.

rm-9-17-1

Рис. 3. Принципиальная схема Стабилизированного двуполярного блока питания для УМЗЧ на +- 44В.

Мощные составные транзисторы VT7 и VT8, включенные по схеме эмиттерных повторителей, обеспечивают достаточно хорошую фильтрацию пульсаций напряжения питания с частотой сети и стабилизацию выходного напряжения благодаря установленным в цепи стабилитронов VD5…VD10.

Элементы L1, L2, R16, R17, С11, С12 устраняют возможность возникновения высокочастотной генерации, склонность к которой объясняется большим коэффициентом усиления по току составных транзисторов.

Величина переменного напряжения, поступающего от сетевого трансформатора, выбрана такой, чтобы при максимальной выходной мощности УМЗЧ (что соответствует току в нагрузке 4 А) напряжение на конденсаторах фильтра С1…С8 снижалось примерно до 46…45 В. В этом случае падение напряжения на транзисторах VT7, VT8 не будет превышать 4 В, а рассеиваемая мощность транзисторами составит 16 Вт.

При уменьшении мощности, потребляемой от источника питания, увеличивается падение напряжения на транзисторах VT7, VT8, но рассеиваемая на них мощность остается постоянной из-за уменьшения потребляемого тока. Блок питания работает как стабилизатор напряжения при малых и средних токах нагрузки, а при максимальном токе — как транзисторный фильтр.

В таком режиме его выходное напряжение может снижаться до 42…41 В, уровень пульсаций на выходе достигнет значения 200 мВ, КПД равен 90%. Как показало макетирование, плавкие предохранители не могут защитить усилитель и блок питания от перегрузок по току из-за своей инерционности.

По этой причине было применено устройство быстродействующей защиты от короткого замыкания и превышения допустимого тока нагрузки, собранное на транзисторах VT1…VT6.

Причем функции защиты при перегрузках положительной полярности выполняют транзисторы VT1, VT2, VT5, резисторы R1, R3, R5, R7…R9, R13 и конденсатор С9, а отрицательной — транзисторы VT4, VT3, VТ6, резисторы R2, R4, R6, R10…R12, R14 и конденсатор С10.

Рассмотрим работу устройства при перегрузках положительной полярности. В исходном состоянии при номинальной нагрузке все транзисторы устройства защиты закрыты. При увеличении тока нагрузки начинает расти падение напряжения на резисторе R7, и, если оно превысит допустимое значение, начинает открываться транзистор VТ1, а вслед за ним и транзисторы VТ2 и VТ5.

Читайте также:  Напольная акустика davis acoustics jubilee в Москве

Последние уменьшают напряжение на базе регулирующего транзистора VТ7, а значит, и напряжение на выходе блока питания. При этом за счет положительной обратной связи, обеспечиваемой резистором R13, уменьшение напряжения на выходе блока питания приводит к ускорению дальнейшего открывания транзисторов VТ1, VТ2, VТ5 и быстрому закрыванию транзистора VТ7.

Если сопротивление резистора положительной обратной связи R13 мало, то после срабатывания устройства защиты напряжение на выходе блока питания не восстанавливается даже после отключения нагрузки.

В этом режиме необходимо было бы предусмотреть кнопку запуска, отключающую, например, на короткое время резистор R13 после срабатывания защиты и в момент включения блока питания.

Однако, если сопротивление резистора R13 выбрать таким, чтобы при коротком замыкании нагрузки ток не был равен нулю, то напряжение на выходе блока питания будет восстанавливаться после срабатывания устройства защиты при уменьшении тока нагрузки до безопасной величины.

Практически сопротивление резистора R13 выбирается такой величины, при которой обеспечивается надежное включение блока питания при ограничении тока короткого замыкания значением 0,1 …0,5 А. Ток срабатывания устройства защиты определяет резистор R7. Аналогично работает устройство защиты блока питания при перегрузках отрицательной полярности.

Измерить ток покоя выходного транзистора

Током покоя называют коллекторный ток, который проходит по транзисторам выходных каскадов при условии, что сигнал отсутствует. В условно-идеальных (невозможных на самом деле) условиях значение такого тока должно находиться на нулевой отметке. На деле это не совсем так, собственная температура и характерные различия разнотипных транзисторов влияют на данный показатель. В наихудшем случае возможен перегрев, который станет причиной теплового пробоя транзистора.

Кроме того, существует ещё один показатель — напряжение покоя. Он демонстрирует значение напряжения соединительной точки транзисторов. Если питание у каскада двухполярное, то напряжение будет равно нулю, а если однополярное, тогда напряжение составляет 1/2 питающего напряжения.

Оба эти показателя должны быть стабилизированы и для этого в качестве первоочередной меры следует озаботиться о контроле температурного режима.

На роль стабилизатора обычно берётся дополнительный транзистор, которые в качестве балласта подсоединяется к базовым цепям (наиболее часто он при этом оказывается прямо на радиаторе, максимально близко к выходным транзисторам).

Чтобы выявить, каков ток покоя выходных транзисторов

или каскадов, необходимо при помощи мультиметра измерить данные по падению напряжения для его эмиттерных резисторов (значения обычно выражаются в милливольтах), а потом, опираясь на закон Ома и данные по реальному сопротивлению, можно будет вычислить нужный показатель: значение падения напряжения разделить на значение реального сопротивления — значения тока покоя для данного выходного транзистора.

Все замеры необходимо производить весьма осторожно, иначе придётся производить замену транзистора.

Есть ещё один способ, гораздо менее травмоопасный. Взамен предохранителей потребуется установить сопротивление в 100 Ом и минимальную мощность в 0,5 Ватт для каждого канала. При отсутствии предохранителей сопротивление подсоединяется к разрыву питания. После осуществляется подача питания усилителю, производятся замеры показаний по падению напряжения на приведённом выше уровне сопротивления. Дальнейшая математика до крайности проста: падению напряжения в 1 В соответствует ток покоя величиной в 10мА. Аналогичным образом при 3,5 В получится 35 мА и так далее.

uproshchennye-elektricheskie-shemy-umzch

usilitel-nch-s-sinfaznym-stabilizatorom-rezhima-12_1

image027

Рабочие характеристики усилителя

Для достижения среднеквадратичной мощности 60 Вт, ток в нагрузке с сопротивлением 4 Ом должен иметь среднеквадратичное значение 3,9 А или пиковое значение 5,5 А. Эти значения получаются из формул:

где Р0-выходная мощность, Вт; I-ток в нагрузке, A; U- напряжение на нагрузке, В; Іт — амплитудное значение тока, A; Urn — амплитудное значение напряжения, В; Ян-сопротивление нагрузки, Ом.

Кроме того, из (1) следует, что напряжение на нагрузке при выходной мощности 60 Вт имеет среднеквадратичное значение 15,5 В или пиковое 22 В.

Чтобы получить ток истока 5,5 А, п-канальный МОП транзистор IRF532 требует напряжение затвор-исток, около 5 В. Можно сделать вывод, что напряжение смещения на затворе для достижения пиковой мощности при положительной полуволне равно Um + Uзи = 27 В.

Аналогичный расчет для отрицательной полуволны при использовании р-канального МОП транзистора IRF9532 показывает, что требуется подача отрицательного напряжения смещения на затвор значением 28 В.

Следовательно, для 60-ваттного выхода будет достаточно напряжения ±30 В при условии, что подаваемое напряжение будет не ниже ±28 В под нагрузкой, т.е. импеданс источника питания должен быть менее 1 Ом.

Соотношения между мощностью, отдаваемой в нагрузку и мощностью, получаемой от источника питания, показаны на рис. 3, при синусоидальном сигнале при напряжении питания ±30 В.

Кривая, представляющая мощность на нагрузке, может быть легко построена с помощью (1) для различных величин тока нагрузки. Мощность, потребляемая от источника, определялась с помощью следующей формулы:

где Рподв — потребляемая от источника питания мощность, Вт; Uпит-напряжение источника питания, В;

Iлиг — потребляемый усилителем ток, А.

Разница между двумя значениями мощности — это мощность, рассеиваемая на МОП транзисторах и, как можно видеть из рис. 3, она имеет пик, равный примерно 46 Вт.

Предполагая, что максимальная температура окружающей среды равна 55°С, полное тепловое сопротивление между переходами двух МОП транзисторов и окружающей средой должно быть меньше 2°С/Вт.

Считая, что каждый из МОП ПТ IRF532 и IRF9532 имеет тепловое сопротивление переход-корпус, равное 1,67°С/Вт, максимальная температура корпуса должна быть менее 110°С и тепловое сопротивление теплоотвод-окружающая среда должно быть меньше 1,16°С/Вт.

Амплитудно-частотные характеристики усилителя при разных номиналах элементов цепи обратной связи показаны на.рис. 4. Коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи равен 30 дБ, граничные частоты по уровню 3 дБ равны 15 Гц и 60 кГц.

Кривые при замкнутой цепи обратной связи показаны для коэффициентов усиления усилителя 100 (R7 = 470 Ом) и 20 (R7 = 2,2 кОм). В обоих случаях кривые остаются плоскими в пределах +1 дБ между 15 Гц и 100 кГц и нагрузке 8 Ом.

Зависимости соотношения между мощностями, график

Рис. 3. Зависимости соотношения между мощностями.

Скорость изменения выходного напряжения усилителя, измеренная при подаче на вход меандра амплитудой 2 В между пиками составила 13 В/мкс при нарастании и 16 В/мкс при спаде. Отклонение от этих значений может быть сбалансировано включением последовательно в цепь затвора ѴТ6 дополнительного резистора.

Суммарный коэффициент нелинейных искажений усилителя показан на рис. 5. Снижение коэффициента усиления при замкнутой петле обратной связи от 100 до 20 создает существенное уменьшение искажений.

Ток покоя выходного каскада был установлен порядка 100 мА, и он может существенно влиять на величину искажений, если будет ниже 50 мА. Зависимость тока покоя в выходном каскаде и выходного напряжения смещения от напряжения источника питания приведены в табл. 1.

Табл. 1. Зависимость тока покоя и выходного напряжения.

Напряжение питания, В Напряжение смещения, мВ Ток покоя, мА
35 -40 135
30 -20 100
25 +4 75
20 +30 54

Амплитудно-частотные характеристики усилителя, график

Рис. 4. Амплитудно-частотные характеристики усилителя.

Ток покоя устанавливается, в первую очередь, потенциометром R12. Минимальное напряжение смещения получается, если движок резистора повернут до отказа против часовой стрелки, если используется топология печатной платы, показанная на рис. 2.

Измерение тока проводят, подавая напряжение положительной полярности через амперметр с максимальным значением шкалы 1 А. Затем резистором R12 выставляют ток покоя, равный 100 мА при напряжении питания ±30 В. Амперметр должен быть удален из схемы перед подачей входного сигнала на усилитель.

Классификация выходных каскадов

Есть несколько методов сборки выходного каскада:

  • Из транзисторов, имеющих различную проводимость. Для этих целей чаще всего используют «комплементарные» (близкие по параметрам) транзисторы.
  • Из транзисторов, имеющих одинаковую проводимость.
  • Из транзисторов составного типа.
  • Из полевых транзисторов.

Работа усилителя, сконструированного, при помощи комплементарных транзисторов, отличается простотой: положительная сигнальная полуволна запускает работу одного транзистора, а отрицательная — другого. Необходимо, чтобы плечи (транзисторы) работали в одинаковых режимах и для реализации этого используется базовое смещение.

Если усилитель использует в работе одинаковые транзисторы, то никаких принципиальных отличий от первого варианта это не имеет. За исключением того факта, что для подобных транзисторов сигнал отличаться не должен.

При работе с остальными разновидностями усилителей необходимо помнить, что отрицательное напряжение для p-n-p транзисторов, и положительное — для n-p-n транзисторов.

Обычно звание усилителя мощности принадлежит именно оконечному каскаду, поскольку он работает с самыми большими величинами, хотя с технической точки зрения так можно называть и предварительные каскады. К числу основных показателей усилителя можно отнести: полезную, отдаваемую в нагрузку мощность, КПД, полосу усиливаемых частот, коэффициент нелинейных искажений. На эти показатели весьма сильно влияет выходная характеристика транзистора.

При создании усилителя напряжения может быть использована однотактная и двухтактная схемы. В первом случае режим работы усилителя линейный (класс А). Данная ситуация характеризуется тем, что протекание тока по транзистору длится до тех пор пока не окончится период входного сигнала.

Однотактный усилитель отличается высокими показателями по линейности. Однако эти качества могут искажаться при намагничивании сердечника. Для предотвращения подобной ситуации необходимо озаботиться наличием цепи трансформатора с высоким уровнем индуктивности для первичной цепи. Это отразится на размерах трансформатора. К тому же, ввиду принципа его работы, он обладает достаточно низким КПД.

В сравнении с ним данные по двухтактному усилителю (класс B) куда выше. Данный режим позволяет искажать форму транзисторного тока на выходе. Это увеличивает результат отношения переменного и постоянного токов, снижая вместе с тем уровень потребляемой мощности, это и считается самым главным плюсом применения двухтактных усилителей. Их работа обеспечивается подачей двух равных по значению, но фазно противоположных напряжений. Если отсутствует трансформатор со средней точкой, то можно воспользоваться фазоинверсным каскадом, который снимет противоположные по фазе напряжения с соответственных резисторов цепей коллектора и эмиттера.

Существует двухтактная схема, не включающая в себя выходной трансформатор. Для этого потребуются разнотипные транзисторы, работающие как эмиттерные повторители. Если оказывать воздействие двуполярным входным сигналом, то будет происходить поочерёдное открытие транзисторов, и расхождение токов по противоположным направлениям.

Принципиальная схема

Принципиальная электрическая схема усилителя показана на рис. 1. Использование разделенных шин питания (±ипит,) дает заметное снижение пульсаций источника питания и позволяет непосредственно подключить нагрузку.

sound_scheme-115

Рис. 1. Схема усилителя мощности НЧ на 60 Ватт с полевыми транзисторами на выходе.

Выходные транзисторы VT5, VT6 включены по схеме с общим стоком (истоковый повторитель). Это дает двойное преимущество: снижается возможная паразитная генерация в мощном выходном каскаде,-так как коэффициент усиления по напряжению составляет меньше единицы; исключается положительная обратная связь от теплоотвода, на котором устанавливается транзистор, так как вывод стока, электрически соединенный с корпусом, находится под постоянным напряжением.

Симметричность выходного напряжения достигается подачей на затвор п-канального транзистора VT5 напряжения отрицательной обратной связи по постоянному сигналу с выхода усилителя.

Использование цепи обратной связи С4, R8, R9 также позволяет предварительному каскаду на транзисторе VT4 работать при практически постоянном токе, что улучшает линейность каскада схемы управления.

Диод VD1 работает как “подпорка” для цепи отрицательной обратной связи, ограничивая положительное напряжение на затворе VT5. Это позволяет поддерживать симметрию сигнала при подключении нагрузки.

Транзистор ѴТЗ и резисторы R11, R12, R13 обеспечивают напряжение смещения для выходных транзисторов, переменный резистор R12 служит для регулирования выходного тока покоя изменением порогового напряжения.

В схеме имеется температурная стабилизация тока покоя, так как напряжение эмиттер-база биполярного транзистора ѴТЗ и пороговые напряжения двух МОП транзисторов имеют температурный коэффициент, равный 0,3%/°С.

Транзистор ѴТ4 работает в режиме класса А при номинальном токе покоя 5 мА, определяемом номиналами резисторов R8, R9. Сигнал на ѴТ4 подается от дифференциальной пары ѴТ1, ѴТ2. Ток покоя входного каскада составляет 2 мА и устанавливается резистором R3. Сигнал отрицательной обратной связи подается с выхода усилителя на базу ѴТ2 через резистор R6.

Элементы R7, С2 определяют коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи усилителя и обеспечивают увеличение коэффициента усиления на низких частотах.

Дополнительные элементы R15, С7, включенные между выходом и общим проводом, подавляют высокочастотный отклик выходного каскада, приводя к тому, что высокочастотные характеристики усилителя определятся характеристиками входного каскада. Элементы R1, R2, С1, на входе усилителя определяют входной импеданс (47 кОм) и служат для подавления высокочастотных помех.

Дополнительное подавление пульсаций напряжения источника питания, подаваемого на входной каскад, осуществляется элементами R4, C3. Дополнительные элементы схемы предназначены для обеспечения высокой стабильности всего усилителя.

Значения их номиналов будут в некоторой мере зависеть от топологии печатной платы. При разработке печатной платы нужно следовать нижеприведенным правилам:

  1. Следует применять принцип “общей земли”, т.е. блокировочные конденсаторы источника питания, элементы цепей смещения и входного каскада должны располагаться в непосредственной близости к поверхности земляной шины печатной платы, устраняя тем самым воздействие тока через общую шину. Аналогично нужно подключать нагрузку, резистор обратной связи и элементы высокочастотной коррекции к общей точке (именно точке) печатной платы;
  2. Длина соединительных проводников к затворам МОП транзисторов VT5, VT6 должна быть минимальной во избежание паразитной генерации в мощном выходном каскаде. Для подавления паразитной генерации можно увеличить номинал резистора R10, но слишком большая величина резистора будет ограничивать скорость нарастания выходного напряжения. Генерацию в усилителе, вызываемую емкостной связью в базе транзистора VT4 можно убрать изменением номинала резистора R14;
  3. Сдвиг фазы в усилителе при работе на реактивную нагрузку может приводить к нестабильной работе на высоких частотах. При емкостной нагрузке генерацию на высоких частотах устраняет дроссель (без ферромагнитного сердечника)! При активном сопротивлении нагрузки 8 Ом и емкости 2 мкФ индуктивность дросселя будет составлять 3 мкГн.

Сборка усилителя

Собирается схема на печатной плате размерами 50х40 мм, рисунок в формате Sprint-Layout к статье прилагается. Приведённую печатную плату при печати необходимо отзеркалить. После травления и удаления тонера с платы сверлятся отверстия, лучше всего использовать сверло 0,8 — 1 мм, а для отверстий под выходные транзисторы и клеммник 1,2 мм.

1534743807_foto-1

После сверления отверстий желательно залудить все дорожки, тем самым уменьшить их сопротивление и защитить медь от окисления. Затем впаиваются мелкие детали – резисторы, диоды, после чего выходные транзисторы, клеммник, конденсаторы. Согласно схеме, коллекторы выходных транзисторов должны соединяться, на данной плате это соединение происходит путём замыкания «спинок» транзисторов проволокой или радиатором, если он используется. Радиатор требуется ставить в том случае, если схема нагружена на динамик сопротивлением 4 Ома, или если на вход подаётся сигнал большой громкости. В остальных же случаях выходные транзисторы почти не нагреваются и не требуют дополнительного охлаждения.

1534743905_foto-6

После сборки обязательно нужно смыть остатки флюса с дорожек, проверить плату на наличие ошибок сборки или замыканий между соседними дорожками.

Оцените статью
Добавить комментарий