Выходные каскады. Выбор каскада. Принципиальные схемы трансформаторных выходных каскадов

УМЗЧ с выходным каскадом на полевых транзисторах

Автор усилителя — А. Иванов. Схема была опубликована в статье с одноименным названием в каком-то из номеров журнала «Радио».

Усилитель чертовски прост и в то же время имеет очень и очень неплохие характеристики. Вот они:

Напряжение питания, В +/-32
Номинальная (максимальная) выходная мощность на нагрузке 4 Ом, Вт 45(65)
Коэффициент гармоник, % в диапазоне частот:
20…5000 0,003
5000…20000 0,01
Номинальное входное напряжение, мВ 0,775
Номинальный диапазон частот, Гц 20…100000
Неравномерность АЧХ в рабочем диапазоне частот, дБ 0,25
Отношение сигнал/шум, дБ 100
Скорость нарастания выходного сигнала, В/мкс 60

Схема усилителя:

Схема девайса

Особо схему описывать не буду, скажу лишь, что термостабилизация выходного каскада осуществляется за счет транзистора VT3, который устанавливается на один радиатор с VT5. HL1 и HL2 индицируют перегрузку усилителя и одновременно снижают, возникающие при этом искажения сигнала.

Выходные транзисторы устанавливаются на радиаторы площадью 400 кв. см. Катушка L1 мотается на каркасе внешним диаметром 20мм и содержит 28 витков провода ПЭВ-2 1,0. Транзисторы КТ3108 можно заменить на КТ313А или КТ313Б.

Налаживание сводится к установке тока покоя выходных транзисторов в пределах 200…300мА подбором резисторов R7 и R10.

Источник питания для предварительного каскада усилителя можно собрать по следующей схеме:

Источник: www.radiokot.ru

Список радиоэлементов

Обозначение Тип Номинал Количество Примечание Магазин Мой блокнот
Схема УМЗЧ.
DD1 Микросхема КР544УД2А 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
VT1 Биполярный транзистор КТ3102БМ 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
VT2, VT4 Биполярный транзистор КТ3108А 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
VT3 Биполярный транзистор КТ3107К 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
VT5, VT6 Полевой транзистор КП912Б 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
VD1-VD5 Диод КД521А 5 Поиск в магазине Отрон В блокнот
С1 Конденсатор 0.33 мкФ 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
С2 Конденсатор 10 пФ 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
С3, С4 Конденсатор 0.1 мкФ 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R1 Резистор 100 кОм 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R2 Резистор 100 Ом 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R3 Резистор 300 Ом 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R4, R14, R15 Резистор 1 кОм 3 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R5 Резистор 4.3 кОм 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R6 Резистор 430 Ом 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R7 Резистор 1.6 кОм 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R8, R11 Резистор 51 Ом 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R9 Резистор 3.3 кОм 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R10 Резистор 68 Ом 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R12 Резистор 6.8 кОм 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R13 Резистор 10 кОм 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R16 Резистор 10 Ом 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
HL1, HL2 Светодиод АЛ307Б 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
L1 Дроссель 10 мкГн 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
F1, F2 Предохранитель 3 А 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
Источник питания предварительного каскада.
VT1 Биполярный транзистор КТ815Б 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
VT2 Биполярный транзистор КТ814Б 1 Поиск в магазине Отрон В блокнот
VD1-VD4 Стабилитрон Д814А 4 Поиск в магазине Отрон В блокнот
С1, С2 Электролитический конденсатор 500 мкФ 50 В 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
С3, С4 Конденсатор 0.1 мкФ 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
R1, R2 Резистор 150 Ом 2 0.5 Вт Поиск в магазине Отрон В блокнот
R3, R4 Резистор 1 кОм 2 Поиск в магазине Отрон В блокнот
Добавить все

Прикрепленные файлы:

  • um_mdp.lay (56 Кб)

Теги:

  • Sprint-Layout

Расчёт цепи согласования выходного каскада передатчика с антенной.

Онлайн калькулятор расчёта транзисторного каскада с трансформатором сопротивлений на основе LC-фильтра нижних частот.

В последнее время в транзисторных усилителях мощности, работающих в КВ диапазоне, практически повсеместно применяются широкополосные выходные трансформаторы (ШПТ), выполненные на «биноклях» (они же ферритовые трансфлюксоры, они же — двухапертурные сердечники). Другое дело — УКВ диапазоны, где не требуется столь значительной широкополосности. Там для согласования сопротивления антенного тракта с выходным сопротивлением оконечного каскада передатчика гораздо удобнее использовать трансформаторы сопротивлений, выполненные в виде фильтров нижних частот. На Рис.1 приведена схема подобного выходного каскада однотактного транзисторного передатчика с согласующими ФНЧ на выходе.

Выходной каскад передатчика
Рис.1

Вариант №1 вполне сойдёт для усилителей малой и средней мощности (до 3Вт), вариант №2 предназначен для более мощных агрегатов. Резистор Rсм задаёт коллекторный ток транзистора в режиме молчания. В мощных выходных касадах его стараются выбирать незначительной величины (5-30 Ом), а режим транзистора задавать изменением напряжения Есм. Индуктивность L1 устраняет шунтирующее действие низкоомного сопротивления по переменному току, и может быть выбрана из условия: L1 (мкГн) ≥ 20/Fср (Мгц), где Fср — средняя частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя. В маломощных выходных каскадах и промежуточных каскадах — Rсм допускается выполнять большей величины, поэтому необходимость в данной катушке отпадает.

Переходим к выходным цепям усилительного каскада. Для того чтобы нам правильно рассчитать значения элементов в цепи согласования, прежде всего необходимо выяснить величину оптимального сопротивления нагрузки транзистора, на которое он отдаёт максимальную мощность. В последующих рассуждениях будем считать эту величину — выходным сопротивлением транзисторного каскада со стороны коллектора. Для этих целей существует следующая формула: Rвых = (Ек — Uнас)2/2Pмакс, где: Uнас — напряжение насыщения коллектор-эмиттер транзистора ≈ 0,2-0,4В; Ек — напряжение, подаваемое на колектор транзистора; Рмакс — значение максимальной мощности транзистора (справочная величина).

Итак, будем считать, что первый шаг сделан: с напряжением питания мы определились, транзистор выбрали, максимальную мощность выявили — теперь можно посчитать и его выходное сопротивление.

РАСЧЁТ ВЫХОДНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ ТРАНЗИСТОРНОГО КАСКАДА.

А теперь хочу немного поспорить с авторами приведённой выше формулы по расчёту выходного сопротивления транзистора. Формула верна исключительно в частном случае работы транзистора в режиме, близком к предельно-допустимому. Как правило, для надёжной работы устройства разработчики РЭА стараются избегать подобных режимов и оставляют 20-30% запас как по максимальной мощности, так и по напряжению питания полупроводника. Поэтому полученное на калькуляторе сопротивление Rвых следует увеличить на эти 20-30%, либо изначально ввести значение максимальной мощности за вычетом величины, соответствующей выбранному запасу по мощности транзистора.

Скажу пару слов о насущном — из каких соображений и какой мощности следует выбирать выходной транзистор усилителя. Ну, во-первых, из соображений его частотных свойств. Необходимо зорко следить за тем, чтобы частота единичного усиления транзистора как минимум в 5 раз (а лучше в 10) превышала максимальную рабочую частоту усилителя. Во-вторых — мощность, которую качает через себя выходной транзистор, не равна мощности усилителя, а превышает её на величину, зависящую от КПД выходного каскада (50-80%) и КПД согласующего устройства (90-95%). Т.е. при выходной мощности передатчика, равной 50Вт: на транзисторе в наихудшем случае рассеется такое же количество мощности в виде тепла (50 Вт при КПД = 50%) и 5вт (при КПД =90%) потеряется на выходном согласующем устройстве. Сложив эти значения — получим необходимую величину паспортной мощности транзистора: 50Вт (выходная) + 50Вт (КПД усилительного каскада) + 5Вт (КПД СУ) + 21Вт (20% запас) = 126Вт. Данный подход к выбору мощности транзистора не претендует на абсолютную истину в последней инстанции, однако позволяет создавать устройства с достаточно высоким уровнем надёжности. Ну и, в-третьих, максимальное напряжение коллектор-эмиттер транзистора должно превышать величину напряжения питания в 2, а лучше в 2,5 раза.

Чем выше будет запас по напряжению питания и по мощности выходного транзистора, тем спокойнее он отнесётся к рассогласованию с нагрузкой. Однако, тут важно не переусердствовать. Любое чрезмерное увеличение мощности транзистора, а также уменьшение напряжения питания — прямой путь к снижению КПД выходного каскада!

Ну и хватит об этом! Что даёт нам величина выходного сопротивления транзистора? Во-первых, зная коэффициент трансформации, мы можем рассчитать элементы согласующей цепи с нагрузкой. Во-вторых — определиться со значением индуктивности коллекторного дросселя L2. Умные книжки не особо-то и охотно описывают методики по расчёту индуктивности коллекторного дросселя, который с таким же успехом может оказаться либо стоковым, либо анодным. Поэтому воспользуемся здравым смыслом, а также статьёй уважаемого Игоря Викторовича Гончаренко (https://dl2kq.de/pa/1-7.htm) и авторитетно резюмируем: по всем канонам радиотехники, данный дроссель обязан иметь реактивное сопротивление (на частоте усиления), в 4-10 раз превышающее выходное сопротивление транзистора. Теперь можно переходить к цепи, предназначенной для преобразования нагрузочного сопротивления (Rн) в эквивалентное сопротивление коллекторной цепи.

П-образная цепь согласования (C4, L3, C5 на Рис.1) является наиболее универсальной и широко применяется в выходных каскадах передатчиков. В отличие от Г-образной цепи она может использоваться как при Rн Rк. Помимо трансформации сопротивлений данная цепочка (в отличие от трансформаторов) неплохо справляется и с функцией подавления до приемлемого уровня высших гармоник, всегда присутствующих в выходном сигнале усилительного каскада.

Формулы для расчёта элементов цепей согласования достаточно сложны и должны учитывать помимо частоты и входных/выходных сопротивлений — также и добротность катушки, причём не только холостую, но и нагруженную. Выбор параметра нагруженной добротности, как правило, вызывает основную трудность у радиолюбителя. Для понимания критериев выбора этого параметра приведу выдержку из умной книжки: «Если нагруженную добротность Q выбрать малой, то невозможно получить большой коэффициент трансформации сопротивлений. Кроме того, при малой Q уменьшается фильтрация, а при высокой падает КПД. Обычно Q выбирается в диапазоне 10-15, реже 20».

Поэтому, чтобы не мучать себя лишний раз вопросами, выберем данный параметр (по умолчанию) равным 15. Он будет наиболее универсальным: как с точки зрения высокого КПД, так и с точки зрения приемлемого диапазона трансформации и подавления высших гармоник.

А вот обойтись без ввода параметра холостой добротности катушки индуктивности Qхх никак не удастся. От данной величины будут зависеть (незначительно) номиналы ёмкостей конденсаторов и гораздо в большей степени — значение КПД устройства. Заодно можно будет наглядно определиться — подойдёт ли Вам китайский дросселёк (Q ≈ 100), либо следует намотать толстым проводом однослойную катушку (на ВЧ диапазонах) с конструктивной добротностью 250-400 единиц. Если оставить этот параметр без ввода, программа подставит значение Qхх, равное 200.

Теперь можно переходить к расчётам. Не забываем, что в качестве сопротивления источника следует вводить величину, посчитанную на предыдущем калькуляторе.

РАСЧЁТ ЭЛЕМЕНТОВ СОГЛАСОВАНИЯ С НАГРУЗКОЙ.

Подобные однотранзисторные каскады обеспечивают усиление — в 5-10 раз по мощности (в зависимости от статического коэффициента передачи тока и частотных свойств транзистора). При согласовании с предыдущими каскадами усилителя необходимо учитывать крайне низкое входное сопротивление Rбэ мощных транзисторов, которое может составлять доли ома. Поэтому при каскадировании подобных узлов следует также использовать соответствующие согласующие цепи.

Что это за цепи и как их можно рассчитать рассмотрим на следующей странице.

Усилитель с коррекцией искажений выходного каскада Российский патент 2020 года по МПК H03F3/181

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к усилителям мощности звуковой частоты (УМЗЧ), и может найти применение в аудиоаппаратуре High-End класса, в том числе в усилителях других видов: предварительных, телефонных и т.п.

Известна типовая схема УМЗЧ на основе топологии Лина (фиг. 1), содержащая три каскада: входной — дифференциальный каскад на транзисторах Т1,…, Т3, усиления напряжения — на транзисторах Т4, Т5 и выходной — составной эмиттерный повторитель на транзисторах Т6,…, Т9. Это самая распространенная на сегодня топология, по которой, возможно, реализовано до 98% всех полупроводниковых усилителей (Данилов А.А. Прецизионные усилители низкой частоты. -М.: Горячая линия — Телеком, 2004. С. 56, 65, рис. 3.10).

К недостатку данной топологии, негативно влияющему на качество звука, относят наличие вложенных контуров обратной связи (ОС), что видно на фигуре 2, где представлена блок-схема этого усилителя. Выходным каскадом 3, питающим нагрузку 4, служит эмиттерный повторитель напряжения, усилитель со 100% последовательной отрицательной ОС по напряжению. Этот контур местной ОС 6 вложен в контур общей отрицательной обратной связи (ОООС) 5, охватывающей все каскады усилителя: входной 1, усиления напряжения 2 и выходной 3 (Данилов А. А. Прецизионные усилители низкой частоты. -М.: Горячая линия — Телеком, 2004. С. 63, 64, рис. 3.9).

Также известны УМЗЧ, свободные от отмеченного недостатка, называемые еще усилителями без общей обратной связи, где отрицательной обратной связью 7 охвачены только каскады 1 и 2, предшествующие выходному 3 (фиг. 3). Таким образом, УМЗЧ не содержит вложенных контуров ОС, что позитивно влияет на звук. Подтверждением тому служит, например, признанный успех усилителей по данной топологии фирмы DENSEN BEAT (Журнал «АудиоМагазин» №4/2006, с. 67).

Но если при данной топологии искажения предварительных каскадов 1 и 2 остаются низкими (они сами достаточно линейны и глубина ОС для них все та же), то вывод из-под действия ОООС 5 выходного каскада 3 приводит к росту его искажений и выходного сопротивления. А если еще учесть, что он обычно наиболее нелинейный и низкое выходное сопротивление желательно для лучшего согласования с акустическими системами, то улучшение характеристик выходного каскада видится актуальным.

Еще известен выходной каскад с коррекцией нелинейности Хауксфорда (фиг. 4), используемый для устранения отмеченного выше недостатка (Журнал «Радиомир» №10/2011, с. 3).

Корректор основан на принципе компенсации возмущения (Колесов Л.В. Основы автоматики. -2-e изд., доп. и перераб. -М.: Колос, 1984. С. 13,…, 15). В составной эмиттерный повторитель на двух комплементарных парах транзисторов VT3,…, VT6 введено устройство коррекции, состоящее из транзисторов VT1, VT2 и резисторов R1, R2, R3, R4. При увеличении напряжения между эмиттером транзистора VT3 (VT4) и выходом каскада, это напряжение ошибки (обозначено вертикальными стрелками) через делители на резисторах R2, R3 и R4 прикладывается в противофазе к переходу база-эмиттер транзистора VT1 (VT2), вызывая уменьшение тока его коллектора и, соответственно, уменьшение падения напряжения на резисторе R1. Вследствие этого напряжение на базе транзистора VT3 (VT4), а, значит, и на выходе каскада возрастает, компенсируя возникшую ошибку. Для обеспечения равенства компенсирующего напряжения вызвавшему его напряжению ошибки элементы цепи коррекции, резисторы R1, R2, R3 и R4, должны удовлетворять соотношениям, указанным на фигуре 4.

Читайте также:  Одна из лучших автомагнитол серии Pioneer

Корректор Хауксфорда является функционально законченным устройством, не использующим элементы схемы УМЗЧ. «Платой» за такую автономность служат усложнение его конструкции и аппаратурные затраты. А так как в High-End аудио, наоборот, позитивным для звука считают упрощение аудиотракта, то отмеченные обстоятельства можно отнести к недостаткам данного технического решения.

В качестве наиболее близкого к заявляемому изобретению аналога (прототипа) выбран усилитель без общей обратной связи, представленный на фигурах 3 и 5. На последней фигуре предварительный усилитель 12 с дифференциальными входами объединяет каскады 1 и 2, на резисторах 9 и 10 реализована цепь ОС 7, а источник напряжения входного сигнала 11 соединен с неинвертирующим входом предварительного усилителя 12 через резистор 8, который включает внутреннее сопротивление указанного источника.

В части выходного каскада 3 прототипа необходимо уточнить, что им может быть любой повторитель напряжения: эмиттерный, истоковый, однокаскадный, составной, однотактный, двухтактный, комплементарный, квазикомплементарный, по схеме Шиклая и т.п. А их существенным признаком является наличие у реализующего каскад усилителя соединения (внешнего или внутреннего) своего инвертирующего входа со своим выходом, обеспечивающего местную 100% последовательную ОС по напряжению, как показано на фигурах 2 и 3.

Кроме того, чтобы охватить все возможные варианты исполнения выходного каскада 3, в третьем и четвертом частных случаях выполнения заявляемого изобретения будет рассмотрен еще и другой, реже встречаемый на практике, вариант — усилителя напряжения (фиг. 6). Его существенный признак то, что последовательная ОС по напряжению составляет менее 100% благодаря соединению инвертирующего входа и выхода усилителя, реализующего каскад, через делитель на резисторах 13 и 14. УМЗЧ «Бриг-001-стерео» представляет пример применения такого каскада (Анисимов Н.В. Транзисторные радиоприемники, радиолы, электрофоны, магнитофоны: (Справочник). — 5-е изд., стер. — К.: Технiка, 1983. С. 115,…,120, рис. 41, 42).

Подчеркнем, что все возможные варианты исполнения выходного каскада 3 относятся к усилителям с последовательной ОС по напряжению и это является их общим объединяющим признаком (Войшвилло Г.В. Усилительные устройства: Учебник для вузов. -2-е изд., перераб. и доп. -М.: Радио и связь. 1983. С. 45, рис. 3.7).

Проведенный выше анализ уровня техники показал существование технической проблемы улучшения (оптимизации) характеристик выходного каскада (повторителя или усилителя напряжения) в усилителях без общей обратной связи (фиг. 5).

Для ее решения автор предлагает использовать упомянутый выше принцип компенсации возмущения. В качестве возмущения достаточно ограничиться рассмотрением падения напряжения в выходном каскаде 3 (между входом и выходом повторителя напряжения), поскольку его входным током и связанным с ним искажениями на практике можно пренебречь. Такое ограничение оправдано еще и тем, что по изложенным при рассмотрении прототипа причинам, напряжение на выходе предварительного усилителя 12, создаваемое источником 11, можно считать неискаженным.

Для можно записать (фиг. 5):

где: — напряжение на выходе усилителя (на нагрузке 4).

То есть напряжение искажается, отклоняясь от и составляет

Если увеличить напряжение на выходе предварительного усилителя 12 на, т.е. чтобы суммарное напряжение на его выходе составило

то произойдет компенсация рассматриваемого возмущения и напряжение на выходе усилителя совпадет с неискаженным что показывает формула (2), принимающая в данном случае вид:

Для формирования компенсирующего приращения напряжения на выходе предварительного усилителя 12 автор предлагает использовать сам этот усилитель, возложив на него дополнительную функцию решающего усилителя (сумматора-вычитателя). С этой целью введены резисторы 15 и 16, через которые подаются напряжения с суммирующего Р и вычитающего N входов на неинвертирующий и инвертирующий входы предварительного усилителя 12 соответственно (фиг. 7).

Предварительный усилитель с дифференциальными входами 12 можно считать идеальным операционным усилителем (ОУ), как имеющий, обычно, достаточно большое усиление. Такой ОУ является линейной системой, для которой применим принцип суперпозиции. Поэтому независимо друг от друга напряжение us источника входного сигнала 11, напряжение uр на суммирующем входе Р и напряжение un на вычитающем входе N создают на выходе предварительного усилителя 12 напряжения и соответственно (фиг. 7):

где Ks, Kp и Kn — коэффициенты передачи напряжений us, uр и un соответственно.

При подаче на входы Р и N напряжений и соединив их с входом и выходом повторителя напряжения 3 соответственно, т.е. реализовав топологию на фигуре 8, и при значениях

и

на выходе предварительного усилителя 12 в соответствии с (8) будет сформировано напряжение, требуемое формулой (3) для компенсации:

Найдем выражения для коэффициентов Kp и Kn «решающего усилителя» на фигуре 7. При рассмотрении коэффициента Kn напряжение ui на дифференциальных входах идеального ОУ можно считать постоянным, ui=const, и, поэтому, ток, создаваемый напряжением un, протекает только через резисторы R10 и R16, что означает:

где R10 и R16 — сопротивления резисторов 10 и 16 соответственно.

Поэтому требование (10) обеспечивается при равенстве

Цепочка из резисторов 15, 8 и источника входного напряжения 11 обеспечивает передачу напряжения uр с суммирующего входа Р на неинвертирующий вход предварительного усилителя 12 с коэффициентом

где: R8 и R15 — сопротивления резисторов 8 и 15 соответственно.

Обозначим через K отношение сопротивлений резисторов 15 и 8:

Тогда выражение (14) принимает вид:

Коэффициент передачи напряжения с неинвертирующего входа предварительного усилителя 12 на его выход составляет

где: R9 — сопротивление резистора 9;

RgIIR16 — сопротивление параллельно соединенных резисторов 9 и 16.

Отметим, что и далее символ II будет использоваться для обозначения сопротивления параллельно соединенных резисторов.

С учетом (13) выражение (17) принимает вид

Тогда, учитывая (16) и (18), коэффициент передачи Kp составит

Приравнивая полученное для Kp выражение единице, находим условие, при котором обеспечивается требование (9):

С учетом (15) условие (20) принимает вид:

Таким образом, при соблюдении требований (13) и (21) «решающий усилитель» на фигуре 7 будет иметь значения коэффициентов передачи Kp и Kn в соответствии с (9) и (10), то есть те, что обеспечивают компенсацию возмущения в усилителе на фигуре 8, который и предлагается в качестве изобретения.

Чтобы полностью математички описать «решающий усилитель» на фигуре 7, найдем еще, с учетом (13) и (21), его коэффициент передачи Ks входного напряжения us.

Напряжение ui с учетом (15), составляет

Тогда для напряжения можно записать

или с учетом (20):

На основании выражений (5) и (24) коэффициент Ks составляет:

Отметим, что и для прототипа на фигуре 5 коэффициент Ks такой же:

Таким образом, возложение на предварительный усилитель 12 дополнительной функции решающего усилителя не влияет на его основную функцию усиления входного напряжения us — коэффициент передачи Ks при этом не изменяется, оставаясь равным K. Это ожидаемый результат использования в предлагаемом устройстве принципа суперпозиции.

Еще раз убедимся в верности полученных выше требований (9), (10) и (13), (21), соблюдение которых обеспечивает компенсацию возмущения. Теперь не будем опираться на принцип суперпозиции, позволяющий рассматривать реакцию усилителя на каждое из напряжений us, uр и un по отдельности (независимо). Наоборот, будем исходить из их совместного (одновременного) действия в реальности при анализе предлагаемого усилителя на фигуре 8.

Приняв направления токов, указанные на фиг. 7, запишем:

или, с учетом (20),

При этом можно еще записать с учетом (15):

или

Приравнивая правые части выражений (28) и (30), имеем

Полученное соотношение, совпадающее с (3), означает, что предлагаемый усилитель, то есть выполненный по топологии на фигуре 8 с соблюдением требований (13) и (21), обеспечивает искомую компенсацию возмущения.

Отметим также, формула (31) дает то же самое, равное K, значение коэффициента Ks, что и ранее полученная другим способом формула (25).

На основании блок-схемы (топологии) предлагаемого усилителя на фигуре 8 и требований (13), (21), которым должны соответствовать сопротивления входящих в него резисторов, перечислим все существенные признаки заявляемого изобретения.

В усилителе без общей обратной связи (фиг. 5), состоящем из предварительного усилителя с дифференциальными входами 12, инвертирующий вход которого имеет соединения с выходом этого усилителя через резистор 10 и с общим проводом через резистор 9, а неинвертирующий вход соединен с первым выводом резистора 8, второй вывод которого соединен через источник напряжения входного сигнала 11 с общим проводом, и выходного каскада 3 в виде включенного повторителем напряжения усилителя, выход которого через нагрузку 4 подключен к общему проводу, а его неинвертирующий вход соединен с выходом предварительного усилителя 12, предусмотрены следующие конструктивные отличия (фиг. 8):

введены резистор 15, включенный между неинвертирующим входом предварительного усилителя 12 и его выходом, и резистор 16, включенный между инвертирующим входом предварительного усилителя 12 и выходом усилителя выходного каскада 3, при этом сопротивления резисторов 10 и 16 равны, а отношение сопротивления резистора 15 к сопротивлению резистора 8, уменьшенное на единицу, равно отношению сопротивления резистора 10 к сопротивлению резистора 9.

Указанные конструктивные отличия обеспечивают равенство напряжения на выходе предложенного усилителя (фиг. 8) выходному напряжению предварительного усилителя 12, благодаря чему улучшаются характеристики выходного каскада 3 и реализуются следующие технические результаты:

— снижаются искажения (повышается линейность) предложенного усилителя (так как т.е. не искажено возмущением );

— снижается выходное сопротивление rout предложенного усилителя (так как поскольку и не зависит от тока Iout через нагрузку 4);

— снижаются требования к выходному каскаду предложенного усилителя, поскольку его необходимые характеристики могут быть обеспечены компенсацией искажений (что означает, например, возможность применения менее затратного, чем в классе А, каскада в классе АВ);

— предложенное техническое решение может рассматриваться в качестве альтернативы усилителям по топологиям Лина и без общей обратной связи, как сохраняющее их достоинства и свободное от их недостатков;

— минимизируются аппаратурные затраты на реализацию предложенного технического решения (требуется введение только двух резисторов, тогда как, например, для корректора Хауксфорда необходимы два транзистора и восемь резисторов);

— минимально усложняется исходный усилитель (прототип) при реализации предложенного технического решения (это соответствует канонам High-End аудио, где предпочитается простота аудиотракта).

Возможны следующие четыре частных случая выполнения заявляемого изобретения.

1. Предлагаемый усилитель, отличающийся тем, что второй вывод резистора 8 соединен с общим проводом, а к неинвертирующему входу предварительного усилителя 12 подключен источник тока входного сигнала 15 (фиг. 9).

В данном случае соотношения (29) и (30) принимают вид:

где is — ток входного сигнала,

и

соответственно. С их учетом выражение (31) выглядит как:

Таким образом, на выходе предварительного усилителя 12 в первом частном случае также формируется напряжение требуемое в соответствии с (3) для обеспечения компенсации. При этом коэффициентом преобразования тока is входного сигнала в напряжение на выходе предварительного усилителя 12 выступает сопротивление R15.

Дополнительный технический результат, реализуемый в первом частном случае выполнения предлагаемого усилителя, состоит в обеспечении возможности использования источником входного сигнала источника тока.

2. Предлагаемый усилитель, отличающийся тем, что второй вывод резистора 8 соединен с общим проводом, а к инвертирующему входу предварительного усилителя 12 подключен источник тока входного сигнала 15 (фиг. 10).

В данном случае соотношения (27), (28), (30) и (31) принимают вид:

и

соответственно.

Последнее выражение означает, что и во втором частном случае выполнения изобретения также обеспечивается компенсация возмущения, а коэффициент преобразования тока is входного сигнала в напряжение на выходе предварительного усилителя 12 составляет — R10.

Отрицательное значение данного коэффициента указывает на то, что усилитель является инвертирующим. В достижении такого свойства и состоит дополнительный технический результат во втором частном случае выполнения предлагаемого усилителя.

3. Предлагаемый усилитель или первый частный случай его выполнения или второй частный случай его выполнения, отличающийся тем, что усилитель выходного каскада 3 включен усилителем напряжения, его выход через введенный резистор 14 подключен к своему инвертирующему входу, соединенному с общим проводом через введенный резистор 13, а резистор 16 включен между инвертирующими входами усилителя выходного каскада 3 и предварительного усилителя 12 (фиг. 11).

В третьем частном случае, как и во всех рассмотренных выше случаях, на выходе предварительного усилителя 12 формируется напряжение в соответствии с (3), где возмущением будет являться напряжение между входами (неинвертирующим и инвертирующим) усилителя выходного каскада 3. Поэтому напряжения UR13 на резисторе 13 и на выходе усилителя составляют (фиг. 6 и 11)

и

где: Ku=(R14+R13)/ R13 — коэффициент усиления напряжения выходным каскадом 3;

R13 и R14 — сопротивления резисторов 13 и 14 соответственно.

Выражение (40) показывает, что выходное напряжение усилителя не искажено возмущением, т.е. компенсация последнего обеспечена. При этом предполагается, что инвертирующий вход усилителя выходного каскада 3 высокоомный и не искажает напряжение, формируемое делителем на резисторах 13 и 14.

В третьем частном случае выполнения предлагаемого усилителя реализуются следующие дополнительные технические результаты:

— снижаются требования к предварительному усилителю 12 по развиваемому им максимальному выходному напряжению (в его качестве могут применяться, например, интегральные ОУ, чьи такие возможности обычно в 2…3 раза меньше, чем необходимо для бытовых УМЗЧ);

— обеспечивается универсальность предложенного технического решения, в целом (т.е. с учетом данного частного случая) оно может быть реализовано с любым из выходных каскадов, как с повторителем, так и усилителем напряжения.

4. Третий частный случай выполнения предлагаемого усилителя, отличающийся тем, что введен резистор 17, первый вывод которого соединен с выходом усилителя выходного каскада 3, а второй вывод соединен с общим проводом через введенный резистор 18, резистор 16 включен между вторым выводом резистора 17 и инвертирующим входом предварительного усилителя 12, а отношение сопротивления резистора 17 к сопротивлению резистора 18 равно отношению сопротивления резистора 14 к сопротивлению резистора 13 (фиг. 12).

Читайте также:  Комплект акустики Monitor Audio Bronze 6 System AV Rosemah

В данном частном случае снято требование высокоомности инвертирующего входа усилителя выходного каскада 3 и, поэтому (фиг. 13), существует разность напряжений, формируемых имеющимся (в точке соединения резисторов 13 и 14) и введенным «эталонным» (в точке соединения резисторов 17 и 18) делителями. Сумма напряжений и является возмущающим воздействием, которое учитывается в выходном напряжении предварительного усилителя 12 (фиг. 13):

Поэтому напряжения UR18 на резисторе 18 и на выходе усилителя составляют (фиг. 13)

и

Выражение (43) показывает, что выходное напряжение усилителя не искажено возмущениями и т.е. обеспечена их компенсация.

Дополнительный технический результат, реализуются в четвертом частном случае выполнения предлагаемого усилителя, состоит в снижении требования по наличию высокого входного сопротивления инвертирующего входа усилителя выходного каскада 3.

Техническая сущность и принцип действия аналогов, прототипа и предложенного усилителя поясняются чертежами, на которых:

фиг. 1 — типовая схема УМЗЧ (топология Лина);

фиг. 2 — блок-схема типового УМЗЧ, иллюстрирующая использование общей и местной ОС;

фиг. 3 — блок-схема усилителя без общей обратной связи;

фиг. 4 — выходной каскад с коррекцией нелинейности Хауксфорда;

фиг. 5 — аналог, наиболее близкий к предложенному усилителю (прототип);

фиг. 6 — вариант выходного каскада прототипа в виде усилителя напряжения;

фиг. 7 — предварительный усилитель прототипа, реализующий дополнительную функцию решающего усилителя;

фиг. 8 — предложенный усилитель;

фиг. 9 — первый частный случай выполнения предложенного усилителя (с подачей входного сигнала от источника тока);

фиг. 10 — второй частный случай выполнения предложенного усилителя (как инвертирующего);

фиг. 11 — третий частный случай выполнения предложенного усилителя (с выходным каскадом в виде усилителя напряжения);

фиг. 12 — четвертый частный случай выполнения предложенного усилителя (с дополнительным делителем выходного напряжения);

фиг. 13 — блок-схема выходного каскада в четвертом частном случае выполнения предложенного усилителя.

Пример осуществления предложенного усилителя приведем исходя из прототипа на фигуре 5, в котором используются типовые для него величины резисторов

000000732

обеспечивающие, в соответствии с (26), коэффициент передачи (усиления) Ks обычный для бытовых УМЗЧ

Тогда для осуществления изобретения достаточно в соответствии фигурой 8 ввести в прототип два резистора, сопротивления которых удовлетворяют требованиям (13) и (21):

При анализе «решающего усилителя» на фигуре 7 предполагалось, что на его входы Р и N сигналы подаются от источников напряжения. Это оправданное допущение, поскольку сопротивления резисторов R15 и R16 могут составлять десятки килоом, а выходные сопротивления предварительного усилителя 12 (благодаря ОС через резистор 10) и выходного каскада 3 — менее килоома и менее ома соответственно.

Сделанный выше вывод об оправданности основных допущений остается справедливым во всех случаях реализации предлагаемого усилителя, что делает справедливым и теоретически обоснованный вывод о достижимости заявленных технических результатов также во всех этих случаях.

4.1. Выбор каскада

Выбор вида выходного каскада определяется назначением усилителя. Так, в усилителях мощности (низкой частоты) выходной каскад должен отдавать в нагрузку необходимую мощность при допустимом уровне нелинейных искажений и минимальном потреблении энергии от источника питания. Поэтому в качестве выходных рекомендуется использовать бестрансформаторные или трансформаторные каскады усиления мощности.

image0014

а) б)

Рис.4.1. Принципиальные схемы трансформаторных выходных каскадов

а) однотактный; б) двухтактный

Трансформаторные каскады (Рис.4.1) целесообразнее использовать в основном в тех случаях, когда требуемое выходное напряжение превышает напряжение источника питания или имеются сложности выбора транзистора с высоким уровнем допустимого напряжения Ukдоп

. При использовании трансформаторных каскадов необходимо учитывать потери мощности в трансформаторе, вследствие чего расчетное значение отдаваемой каскадом мощности должно быть увеличено на величину коэффициента полезного действия (КПД) трансформатора

P

Pm

=

. (4.1)
тр
Величина принимаемого КПД трансформатора зависит от типа аппаратуры и значения выходной мощности рассчитываемого каскада.

Таблица

Значения коэффициента полезного действия трансформаторов

Выходная мощность каскада Стационарная аппаратура Переносная аппаратура
Менее 1 Вт 0.7 – 0.8 0.6 – 0.75
1 — 10 Вт 0.75 – 0.85 0.7 – 0.8
10 — 100 Вт 0.85 – 0.95 0.75 – 0.85

Бестрансформаторные каскады имеют ряд преимуществ перед трансформаторными, основными из которых являются меньшие габариты и вес, вносимые искажения. Двухтактные каскады могут быть построены на транзисторах одного вида проводимости, на комплементарных, на составных комплементарных и составных квазикомплементарных транзисторах. На рис.4.2 приведены упрощенные схемы бестрансформаторных каскадов с транзисторами одного типа проводимости.

image0025

Рис.4.2. Схемы бестрансформаторных каскадов

Выбор конкретной схемы диктуется величиной отдаваемой каскадом мощности и набором имеющихся транзисторов. При проектировании двухтактных каскадов обязательным условием является необходимость подбора транзисторов с одинаковыми параметрами, введения элементов защиты оконечных транзисторов от короткого замыкания. Если выбрана схема с транзисторами одного вида проводимости или двухтактная трансформаторная схема, то в качестве предварительного каскада должен быть установлен фазоинверсный.

При выборе схемы оконечного каскада одновременно учитываются способы включения транзисторов. Наибольшее распространение получили схемы включения с общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Первая имеет наибольшее усиление по напряжению и мощности, но вносит большие нелинейные искажения, для снижения которых требуется введение отрицательной обратной связи.

В широкополосных и импульсных усилителях вид выходного каскада определяется величиной сопротивления нагрузки. При работе каскада на низкоомную нагрузку или кабель в качестве выходного целесообразнее всего применять эмиттерный или истоковый повторители. В том случае, когда нагрузка представлена в виде несогласованного кабеля, предварительно требуется определить его эквивалентную емкость, которая зависит от длины кабеля L, его волнового сопротивления ρ или погонной емкости Со. С учетом указанных параметров эквивалентная емкость нагрузки равна

Сн = L = Co⋅L. (4.2)

При высокоомной нагрузке (большим активным сопротивлением и малой емкостью) целесообразно использовать каскады с общим эмиттером. Для уменьшения вносимых искажений в области высоких частот (малых времен) требуется введение в схему простой высокочастотной коррекции индуктивностью.

При работе усилителя на симметричную нагрузку возможно применение двухтактных схем в режиме класса “А” или дифференциальных каскадов (с эмиттерной связью).

Комплементарный выходной каскад УМ

⇐ ПредыдущаяСтр 5 из 13Следующая ⇒

Схема комплементарного эмиттерного повторителя, работающего в режиме В, приведена на рисунке 3.11.

Рисунок 3.11 — Комплементарный эмиттерный повторитель

Его основные характеристики следующие:

— коэффициент усиления по напряжению ;

— коэффициент усиления по току (коэффициенту усиления по току транзистора);

— максимальная синусоидальная выходная мощность

;

— коэффициент полезного действия при максимальной мощности 78,5%;

— максимальная мощность, рассеиваемая на одном транзисторе.

При положительных входных сигналах транзистор Т1

работает как эмиттерный повторитель, а транзистор
Т2
заперт. При отрицательных входных напряжениях — наоборот. Таким образом, транзисторы работают попеременно, каждый в течение одного полупериода входного напряжения.

Такой режим работы схемы называется двухтактным режимом В. При оба транзистора заперты; следовательно, схема имеет малый ток покоя. Ток, потребляемый как от положительного, так и от отрицательного источника напряжения, равен току в нагрузке. Поэтому схема обладает достаточно высоким коэффициентом полезного действия.

Выходное напряжение на нагрузке может практически достигать, поскольку транзисторы не ограничивают выходной ток. Разность между входным и выходным напряжениями равна напряжению база-эмиттер открытого транзистора. При изменении нагрузки оно меняется незначительно. Следовательно, независимо от нагрузки.

Мощность в нагрузке обратно пропорциональна сопротивлению и не имеет экстремума. Таким образом, в схеме не требуется согласования нагрузки, и максимальная мощность на выходе определяется лишь предельным током и максимальной мощностью рассеяния используемых транзисторов.

На рисунке 3.12 показана переходная характеристика для двухтактного режима В, которая соответствует схеме, приведенной на рисунке 3.11, а.

а б

Рисунок 3.12 – Переходные искажения в двухтактном режиме: а – искажения в режиме В; б – искажения в режиме АВ

Вблизи нуля ток в открытом транзисторе очень мал, а внутреннее сопротивление — большое. В результате прирост напряжения на нагрузке в этой области оказывается меньше, чем изменение входного сигнала. Это и является причиной появления излома характеристики вблизи нуля. Возникающие при этом искажения выходного напряжения называют переходными искажениями. Большая величина этих искажений является недостатком режима В.

При задании небольшого тока покоя транзисторов их внутреннее сопротивление уменьшается, а переходная характеристика изменяется и принимает вид, показанный на рисунке 3.12, б. Такой режим работы усилителей называется двухтактным режимом АВ.

Видно, что при этом переходные искажения существенно уменьшаются. Пунктиром показаны переходные характеристики отдельных транзисторов повторителя.

Если задать ток покоя равным максимальному току в нагрузке, то такой режим работы будет называться в данном случае двухтактным режимом А. Но данный режим крайне не экономичен, поэтому в современных усилителях мощности он не применяется.

Однако переходные искажения в достаточной степени уменьшены, даже если ток покоя составляет незначительную часть максимального тока в нагрузке, как в режиме АВ. В этом режиме переходные искажения настолько малы, что с помощью обратной связи могут быть легко снижены до пренебрежимо малой величины.

В данной схеме могут возникать также искажения, связанные с неодинаковым усилением отрицательных и положительных напряжений. Они возникают, когда транзисторы имеют различные коэффициенты передачи тока. Поэтому, если в схеме не предусмотрено глубокой отрицательной обратной связи, следует подбирать транзисторы с как можно более близкими коэффициентами передачи тока.

На рисунке 3.13, а приведена принципиальная схема двухтактного каскада, реализующего режим АВ.

Для обеспечения малого значения тока покоя следует приложить постоянное напряжение порядка 1,4 В между базовыми выводами транзисторов T1

и
Т5.
Если напряжения и равны, выходной потенциал покоя равен входному потенциалу покоя. Можно также начальное смещение задавать с помощью одного источника напряжения, как показано на рисунке 3.13, б. В этом случае возникает разность потенциалов на входе и выходе схемы, равная примерно 0,7 В.

Основная проблема режима АВ состоит в необходимости поддержания неизменного тока покоя в широком диапазоне рабочих температур. При повышении температуры транзистора ток покоя увеличивается. Это приводит к дальнейшему росту температуры транзистора и в результате к его тепловому разрушению. Такой эффект называется термической положительной обратной связью. Для компенсации положительной связи при повышении температуры транзистора на 1° следует уменьшать напряжения и на 1 мВ. Для этого можно использовать диоды или термосопротивления, установленные на корпусе мощных транзисторов.

а б

Рисунок 3.13 – Установка режима АВ; а – двумя источниками напряжения; б – одним источником напряжения

Такая температурная компенсация, конечно, оказывается неполной, поскольку существует значительное различие в температурах перехода транзистора и его корпуса. Поэтому применяются дополнительные меры по стабилизации тока покоя. Для этой цели служат резисторы и (рисунок 3.13), реализующие отрицательную обратную связь по току. Эффективность данной обратной связи увеличивается с возрастанием величины сопротивлений этих резисторов. Однако, поскольку резисторы и включены последовательно с, то они снижают мощность, отдаваемую в нагрузку. По этой причине величина сопротивлений обратной связи должна выбираться малой по сравнению с сопротивлением нагрузки. Обычно резисторы и выбирают так, что падение напряжения на них при токе покоя не более 0,15 ÷ 0,25 В.

Как будет показано далее, эта проблема может быть разрешена при использовании схемы Дарлингтона.

3.5.2 Способы задания напряжения смещения в комплементарном выходном каскаде УМ

Один из способов задания напряжения смещения иллюстрируется на рисунке 5.14, а. Падение напряжения на диодах и составляет примерно В. При этом напряжении через транзисторы Т1

и
Т2
течет небольшой ток покоя Для повышения входного сопротивления схемы диоды можно заменить эмиттерными повторителями (рисунок 3.14, б).

а б

Рисунок 3.14 – Задание начального смещения: а – с помощью диодов; б – с помощью транзисторов

В рассмотренных схемах формирования напряжения смещения с диодами ток не может протекать со входа в цепи баз выходных транзисторов. Поэтому ток базы выходных транзисторов должен быть задан с помощью источника постоянного тока. Величина постоянного тока должна быть больше максимального базового тока транзисторов Т1

и
Т2
, чтобы диоды и (и соответственно транзисторы
Т3
и
Т4
на рисунке 3.14, б) при максимальном входном сигнале не запирались. По этой причине не следует заменять источники постоянного тока резисторами, поскольку ток в этом случае будет убывать при возрастании входного сигнала.

Но иногда, с целью упрощения схемы, генераторы тока и заменяют постоянными резисторами. Тогда ток через резисторы выбирают в несколько раз больше максимального тока базы транзисторов и.

Наиболее предпочтительной является схема, в которой ток при возрастании входного сигнала увеличивается. Такая схема изображена на рисунке 3.15, а.

а б

Рисунок 3.15 – Задание начального смещения: а — с помощью полевых транзисторов; б – с помощью токового зеркала

Полевые транзисторы Т3

и
Т4
включены в ней по схеме истоковых повторителей. Разность истоковых напряжений полевых транзисторов благодаря отрицательной обратной связи по току устанавливается равной около 1,4 В. Для рассмотренной схемы подходят полевые транзисторы, ток стока которых при напряжении отсечки В составляет несколько миллиампер.

К сожалению, у данной схемы есть определенные недостатки, вытекающие из того, что полевые транзисторы имеют достаточно большой разброс параметров от экземпляру к экземпляру. Поэтому в данной схеме необходимо применять согласованные пары транзисторов. Согласованными называют транзисторы, имеющие близкие (отличающиеся не более чем на 10%) параметры. Такие элементы выпускаются обычно парами и значительно дороже одиночных транзисторов. Они могут выпускаться и в едином корпусе, тогда они называются сборками согласованных транзисторов. Согласованные транзисторы впускаются как биполярные, так и полевые.

Использование пар согласованных биполярных транзисторов позволяет организовать ток через диоды смещения с помощью так называемого токового зеркала. Схема с генераторами тока на токовых зеркалах показана на рисунке 3.15, б. Данная схема позволяет строго задать ток через диоды с резисторами,. Их величина может быть строго рассчитана и не зависит от разброса параметров транзисторов. В данной схеме величина этих резисторов определяется по формуле

,. (3.49)

⇐ Предыдущая5Следующая ⇒

Рекомендуемые страницы:

2c628601af63a64aae77d413671dab4d1d706bf7

ris-13

705b31388ef765109b1300746e70043bb7905717

b763ba4c47b12ca03744118a15766d9fadab4181

Оцените статью
Добавить комментарий