Защита и фильтрация для линий USB Type-C

27 марта

потребительская электроникаST Microelectronicsстатьяинтегральные микросхемыдискретные полупроводникиUSBUSB type-cUSB PDTVS-диодФильтрация

Высокоскоростной разъем USB Type-C с тремя группами контактов для дифференциальных линий, двумя парами контактов для линий управления и контактами для линии питания – новый стандарт интерфейса USB. Но его применение требует особых мер для фильтрации сигнала и защиты от внешних воздействий. Компания STMicroelectronics предлагает краткое руководство по этим мерам.

Интерфейс USB появился на рынке почти два десятилетия назад и в настоящее время повсеместно используется для соединения различных электронных устройств. Однако большое число различных вариантов соединителей (тип A, тип B, мини-USB, микро-USB и так далее) затрудняет выбор подходящего кабеля. Для устранения этой путаницы был разработан новый разъем USB Type-C, обеспечивающий передачу как аудиосигналов, так и обычных данных со скоростью до 5 или 10 Гбит/с.

Поскольку соединители по своей природе являются связующим со внешним миром звеном, они подвержены воздействию различных помех, которые могут нарушить работу приемопередатчиков. Кроме того, высокоскоростные линии связи излучают радиопомехи, для подавления которых необходимо применять соответствующие фильтры.

Компания STMicroelectronics разработала линейку компонентов защиты и синфазных фильтров, удобных в применении и имеющих оптимальные характеристики.

В данной статье описываются различные решения, которые упростят задачи разработчика.

Разъем USB Type-C

Общие сведения

В разъеме USB Type-C предусмотрены три группы контактов для подключения дифференциальных линий, использующихся в различных интерфейсах, таких как USB 3.1, Display Port, Thunder Bolt™, PCI Express и других, и две пары контактов для линий управления (канал конфигурации и дополнительный канал). Кроме того, в разъеме предусмотрены контакты для линии питания VBUS, по которой может передаваться достаточно большой ток для зарядки аккумуляторов и питания устройств (рисунок 1).

Рис. 1. Линии связи в разъеме USB Type-C

Скорость передачи по линиям данных может достигать 10 Гбит/с, что, в частности, позволяет передавать видео высокого разрешения.

Этот разъем очень компактен. Он идеально подходит для применения в мобильных устройствах, таких как планшеты, ноутбуки, фаблеты и даже смартфоны. Внешний вид гнезда USB Type-C показан на рисунке 2.

Рис. 2. Гнездо USB Type-C

На рисунке 3 приведена схема расположения контактов гнезда USB Type-C.

Рис. 3. Расположение контактов гнезда USB Type-C (вид спереди)

Назначение всех контактов разъема указано в таблице 1.

Таблица 1. Назначение контактов разъема USB Type-С

Контакт	Название	Описание
A1/A12	GND	Общий провод
B1/B12
A4/A9	VBUS	Питание
B4/B9
A2/A3	TX1+/TX1-	Дифференциальная пара Super Speed №1 (передача)
B11 / B10	RX1+/RX1-	Дифференциальная пара Super Speed №1 (прием)
B2/B3	TX2+/TX2-	Дифференциальная пара Super Speed №2 (передача)
A11/A10	RX2+/RX2-	Дифференциальная пара Super Speed №2 (прием)
A6/B6	D+/D-	Положительная линия дифференциальной пары USB 2.0 (положение 1 и 2)
A7/B7		Отрицательная линия дифференциальной пары USB 2.0 (положение 1 и 2)
A5/B5	CC1/CC2	Применение для обнаружения подключения и конфигурации интерфейса. Один из контактов CC также используется как VCONN для питания электронных устройств
A8/B8	SBU1/SBU2	Дополнительный канал: Общий. Микрофон в режиме работы с аналоговой гарнитурой. Прочие функции

Кроме того, разъем USB Type-C соответствует спецификации USB Power Delivery, которая допускает питание электронных устройств током до 5 А и напряжением до 20 В.

Питание. Профили электропитания

По стандарту USB напряжение питания от хоста к устройству или от зарядного устройства к хосту/устройству передается по линии VBUS.

Поддерживаемые профили электропитания указаны в таблице 2.

Таблица 2. Профили электропитания

Режим работы	Номинальное напряжение, В	Максимальный ток, А	Примечания
USB 2.0	5	0,5	Ток по умолчанию, согласно базовым спецификациям
USB 3.1	5	0,9
USB BC 1.2	5	До 1,5	Устаревшая спецификация для зарядных устройств
USB Type-C, ток до 1,5 A	5	1,5	Поддерживаются более энергоемкие устройства
USB Type-C, ток до 3,0 A	5	3	Поддерживаются более энергоемкие устройства
USB PD	Конфигурируется, до 20	Конфигурируется, до 5	Контролируется направление передачи энергии и уровень мощности

USB 2.0 и USB 3.1 – единственные интерфейсы, имеющие номинальное напряжение по умолчанию, равное 5 В и обеспечивающие ток до 900 мА. Устаревшие зарядные устройства могут обеспечивать более высокий ток вплоть до 1,5 А.

Линии канала конфигурации (CC1 и CC2) используются для определения ориентации кабеля в гнезде. Кроме того, величина напряжения в линии CC сообщает устройству максимальное значение тока, который может отдать источник. Это напряжение формируется подтяжкой к питанию на стороне хоста (22 кОм ±5% для 1,5 А и 10 кОм ± 5% для 3 А) совместно с подтяжкой к общему проводу на стороне устройства (5,1 кОм ±10%).

Стандарт USB Power Delivery

По стандарту USB Power Delivery (USB PD) расширенное согласование параметров электропитания для токов до 5 А и напряжений до 20 В (выбор профиля питания и назначение ролей «источник/потребитель») производится посредством обмена данными по линии CC. Передача ведется на скорости 300 кбит/с с использованием BMC-кодирования (Biphase-Mark Code – код с представлением единицы двойным изменением фазы).

Профили электропитания USB PD, определяющие значения напряжения и тока для каждого уровня мощности, зафиксированы в 3-й редакции стандарта.

Эти профили определяют следующие номинальные значения напряжения:

• 5 В для обеспечения максимальной мощности 15 Вт;
• 9 В для обеспечения максимальной мощности 27 Вт;
• 15 В для обеспечения максимальной мощности 45 Вт;
• 20 В для обеспечения мощности до 100 Вт включительно, однако для передачи мощности более 60 Вт требуется специальный кабель, рассчитанный на ток 5 А.

На рисунке 4 показаны максимальные значения тока и уровни мощности, которые может обеспечить источник питания, совместимый со стандартом USB PD.

Рис. 4. Характеристики источников питания

Максимальная мощность составляет 100 Вт. Это значение соответствует требованиям безопасности, определенным в стандарте IEC/UL 60950.

На рисунке 5 показано взаимодействие хоста с устройством по линии CC согласно стандарту USBPD, а также подключение конфигурационных резисторов подтяжки к линии питания (Rp) и общему проводу (Rd).

Рис. 5. Взаимодействие хоста и устройства по стандарту USB PD

Гнездо USB Type-C выдерживает ток до 5 A, однако кабели Type-C рассчитаны на 3 A. Поэтому кабели, способные передавать токи больше 3 А, обязательно содержат специальную микросхему электронного маркера.

Дифференциальные линии

В гнезде USB Type-C имеются контакты для подключения шести дифференциальных пар, обеспечивающих высокоскоростную передачу сигналов:

• две дифференциальные пары предназначены для интерфейса USB 2.0 со скоростью передачи до 480 Мбит/с;
• четыре дифференциальные пары предназначены для интерфейса USB 3.1 Gen 2 со скоростью передачи до 10 Гбит/с.

Все хосты и устройства с разъемами USB Type-C имеют интерфейс USB. Согласно стандарту USB Type-C альтернативные режимы разъема могут использоваться только в случае непосредственного соединения хоста и устройства. При подключении устройства через USB-концентратор использование альтернативных режимов запрещено.

Фильтрация ШИМ в силовых цепях

Рис.2. Фильтр нижних частот на LC-контуре и его АЧХ.

LC-фильтр представляет из себя элементарный колебательный контур, который имеет собственную частоту резонанса, поэтому его реальная АЧХ будет несколько отличаться от АЧХ, приведённой на рисунке 2.

Поскольку речь в данной статье идёт о фильтре для силовых цепей, при расчёте фильтра нужно учитывать, что основная гармоника входящего напряжения тоже должна ослабляться фильтром, следовательно, его резонансная частота должна быть ниже частоты ШИМ.

Формула для расчёта частоты резонанса LC-контура:

f = 1/(2 · π · (L · C) 0.5 )

Если частота резонанса контура совпадёт с частотой ШИМ, LC-контур может перейти в режим генерации, тогда на выходе может случиться конфуз, посему предлагаю вам данного недоразумения тщательно избегать. Кроме того, при проектировании данного фильтра есть ещё несколько нюансов, которые неплохо бы соблюдать для получения желаемого результата, а именно:

Для исключения резонансных явлений на одной из высокочастотных гармонических составляющих ёмкость конденсатора желательно находить из условия равенства волнового сопротивления фильтра сопротивлению нагрузки:

Частота среза RC-фильтра	— Гц
Амплитуда пульсаций на частоте ШИМ	— В
Коэффициент пульсаций на выходе	— %
Напряжение на выходе (с учётом потерь на резисторе фильтра)	— В
Постоянная времени RC-цепи Постоянная времени цепи (R · C) не должна быть сильно меньше периода ШИМ!
Потери на резисторе фильтра (не менее)	— Вт

• Для сглаживания пульсаций таким фильтром желательно, чтобы ёмкостное сопротивление конденсатора для низшей частоты пульсации было как можно меньше сопротивления нагрузки, а также много меньше индуктивного сопротивления дросселя для первой гармоники.

Комплексный коэффициент передачи LC-фильтра рассчитывается по следующей формуле:

где n — номер гармонической составляющей входного сигнала, i

— мнимая единица, ω = 2πf, L — индуктивность дросселя (Гн), C — ёмкость конденсатора (Ф), R — сопротивление нагрузки (Ом).

Из формулы очевидно, что чем выше гармоника, тем лучше она подавляется фильтром, следовательно, достаточно рассчитывать уровень только для первой гармоники.

Чтобы перейти от комплексного представления коэффициента передачи к показательному, нужно найти модуль комплексного числа. Для тех, кто (как и я) спал на парах матана в институте, напомню, модуль комплексного числа считается очень просто:

r = |Z| = (x 2 + y 2 ) 0.5

Так как у нас в формуле коэффициента дробь, просто так сходу посчитать модуль не получится и проще всего посчитать это всё, например в MathCad’е. А для тех, кому лень делать всё самим, я запилил весь расчёт в этот прекрасный калькулятор. Пользуйтесь:

Калькулятор силового ШИМ-фильтра на LC-контуре

Частота ШИМ	Гц
Коэффициент заполнения ШИМ (duty cycle)	%
Напряжение на входе	В
Сопротивление нагрузки	Ом
Индуктивность катушки	мГн
Ёмкость конденсатора	мкФ
Амплитуда пульсаций на частоте ШИМ	В
Резонансная частота контура	Гц
Напряжение на выходе (потери не учитываются)	В

Обратите внимание — при использовании LC-фильтра следует помнить, что из-за наличия в цепи индуктивности, на выходе могут появляться выбросы обратной полярности. Если полярность импульсов на входе не изменяется (например для изменения направления вращения двигателя) для ограничения амлитуды отрицательных выбросов параллельно конденсатору (?)

можно включать диод Шоттки.

Захаров Александр Александрович

Аннотация. Разработана методика расчёта параметров выходного фильтра на заданный коэффициент гармоник напряжения на нагрузке. Приведён пример расчета Г-образного LC-фильтра мостового инвертора, реализующего равномерную многократную однополярную широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) по синусоидальной функции построения, с применением необходимых формул и иллюстрацией характерных графиков и диаграмм.

В наше время — время бурного роста силовой преобразовательной техники трудно себе представить линейный блок питания у современного бытового прибора. Например, в отличие от предшественника, имеющего несколько килограммовый вторичный источник питания (ВИП), современный телевизор получает питание от импульсного многоканально источника несравнимо меньших массы и габаритов, обладающего большими функциями и возможностями. Причём частоты преобразования энергии стали намного выше стандартных пятидесяти герц обычной сети и с развитием элементной базы постоянно повышаются. Конечно, нельзя утверждать, что импульсная силовая электроника полностью вытеснила линейную (например, высококачественные усилители звуковой частоты комплектуются только линейными источниками питания, так как импульсные ВИПы являются источниками, недопустимых для устройств данного класса, помех), но что в настоящее время заняла доминирующее положение — несомненно. Причём это характерно для большого класса устройств преобразующих электрическую энергию: преобразователи тока и напряжения, преобразователи частоты, приводы электрических машин.

Интерфейс USB

Интерфейс USB 2.0

Разъем USB Type-C имеет четыре контакта A6, A7, B6 и B7, предназначенных для организации интерфейса USB 2.0. В вилке USB Type-C контакты B6 (D+) и B7 (D-) отсутствуют. В зависимости от положения кабеля в гнезде, используется одна из дифференциальных пар A6/A7 или B6/B7.

Контакты Dp1 (A6) и Dp2 (B6) могут быть соединены друг с другом. Соединительная дорожка на печатной плате должна располагаться как можно ближе к разъему, чтобы ее длина была не более 3,5 мм, как указано в стандарте. Контакты Dn1 (A7) и Dn2 (B7) тоже могут быть соединены друг с другом.

Сигнал на линиях данных Dp/Dn соответствует требованиям стандарта USB 2.0, в том числе маске глазковой диаграммы (рисунок 6), измеряемой на выводах разъема тестируемого устройства.

Рис. 6. Маска глазковой диаграммы (шаблон 1) интерфейса USB 2.0 high-speed (480 Мбит/с)

Линии передачи сигнала Super Speed соответствуют требованиям стандарта USB 3.1. В стандарте USB 3.1 приводятся маски глазковой диаграммы для спецификации USB Gen 1 со скоростью передачи данных 5 Гбит/с (рисунок 7) и для спецификации USB Gen 2 со скоростью передачи данных 10 Гбит/с (рисунок 8). Глазковая диаграмма формируется по результатам измерений сигнала на конце эталонного кабеля и после эквалайзера.

Рис. 7. Маска глазковой диаграммы USB 3.1 Gen 1, 5 Гбит/с

В стандартном режиме используется только одна дифференциальная пара на передачу (Tx) и одна на прием (Rx). В альтернативном режиме одновременно могут использоваться все дифференциальные пары Tx и Rx.

Рис. 8. Маска глазковой диаграммы USB 3.1 Gen 2, 10 Гбит/с

Альтернативный режим

Альтернативный режим позволяет передавать по кабелю USB Type-C и, соответственно, через разъемы USB Type-C, сигналы, отличные от USB. В этой конфигурации могут использоваться все высокоскоростные линии передачи.

Для настройки альтернативного режима используется канал конфигурации (контакты CC1 и CC2).

Общие сведения

В любой схеме выпрямления на выходе выпрямленное напряжение помимо постоянной составляющей содержит переменную, называемую пульсацией напряжения[1]. Пульсация напряжения столь значительна, что непосредственно питание нагрузки от выпрямителя возможно относительно редко (при зарядке аккумуляторных батарей, для питания цепей сигнализации, электродвигателей и т. д.) — там, где приёмник энергии не чувствителен к переменной составляющей выпрямленного напряжения. Пульсация напряжения резко ухудшает, а чаще вообще нарушает работу радиоэлектронных устройств. Для уменьшения переменной составляющей выпрямленного напряжения, то есть для ослабления пульсации, между выпрямителем и нагрузкой устанавливается сглаживающий фильтр, который обычно состоит из реактивных сопротивлений (то есть тех, которые включают в себя индуктивность и ёмкость). Данный фильтр действует как фильтр нижних частот[2][3], обрезая лишние гармоники.

Переменная составляющая выпрямленного напряжения в общем случае представляет собой совокупность ряда гармоник с различными амплитудами, сдвинутых по отношению к первой на разные углы (см. Ряд Фурье)

. При этом первая гармоника имеет амплитуду, во много раз превосходящую амплитуды высших гармоник. В зависимости от назначения аппаратуры предъявляют различные требования к величине и характеру пульсации выпрямленного напряжения. Чаще всего для радиотехнической аппаратуры качество сглаживания характеризуется величиной максимально допустимой амплитуды переменной составляющей. В этом случае фильтры рассчитывают на максимальное подавление основной гармоники.

Проблемы электромагнитной совместимости

Из-за быстрого изменения сигналов в высокоскоростных линиях передачи данных возникает опасность излучения электромагнитных помех, которые могут отрицательно сказываться на работе мобильных устройств, в частности, серьезно ухудшать чувствительность приемного тракта. В таких случаях рекомендуется устанавливать в линии данных синфазные фильтры.

Поскольку линия VBUS и линии управления подвержены внешним воздействиям, в них тоже должны присутствовать устройства защиты и фильтры. Указанные компоненты выбираются с учетом следующих факторов:

• Скорость передачи данных и уровни напряжения. Эти параметры определяют минимальную ширину полосы пропускания дифференциального сигнала, которая должна соответствовать маскам глазковых диаграмм, указанных в различных стандартах.
• Подавление синфазного сигнала. Уровень подавления синфазных помех должен быть не менее -20 дБ в диапазоне частот, используемом устройством (0,7…2,7 ГГц в мобильных устройствах, 2,4/5 ГГц для оборудования Wi-Fi).
• Защита. Характеристики ограничения устройств защиты должны обеспечивать безопасную работу приемопередатчиков и гарантировать устойчивость устройства к электростатическим разрядам, согласно стандарту МЭК 61000-4-2 вплоть до четвертой степени жесткости и, в ряде случаев (для линии VBUS), к выбросам напряжений, согласно стандарту МЭК 61000-4-5.

Защита шины питания

Линия VBUS может использоваться как для зарядки мобильных устройств, так и для питания других устройств/хостов.

Согласно европейскому стандарту EN 55024 «Оборудование информационных технологий. Характеристики помехоустойчивости. Нормы и методы измерения», оборудование должно быть устойчиво к контактному электростатическому разряду амплитудой 4 кВ и воздушному электростатическому разряду амплитудой 8 кВ, в соответствии с критерием B (временное нарушение функционирования и самовосстановление работоспособности после прекращения помехи) по стандарту МЭК 61000-4-2.

Из-за нестабильности выходного напряжения источника питания в линии могут возникать перенапряжения. Поэтому настоятельно рекомендуется использовать защитные TVS-диоды, выдерживающие импульсные токи больших значений.

Рабочее напряжение применяемых TVS-диодов должно соответствовать максимальному напряжению VBUS, а их емкость в данном случае некритична, поскольку защищается линия постоянного тока.

Специально для защиты устройств с максимальным напряжением VBUS, равным 5 В, компания STMicroelectronics разработала TVS-диод ESDA7P60-1U1M.

На рисунке 9 показана реакция ESDA7P60-1U1M на импульс электростатического разряда амплитудой 8 кВ.

Рис. 9. Реакция ESDA7P60-1U1M на положительный импульс контактного электростатического разряда амплитудой 8 кВ по стандарту МЭК 61000-4-2

Этот защитный TVS-диод ограничивает пиковое значение импульса электростатического разряда амплитудой 8 кВ на очень небольшом уровне, равном 18,5 В, а через 30 нс после формирования импульса напряжение ограничения составляет всего лишь 7,5 В, что очень близко к максимальному рабочему напряжению (5,5 В). Оба значения свидетельствуют об очень хорошей защите линии VBUS с номинальным напряжением 5 В.

На рисунке 10 показана реакция ESDA7P60-1U1M на бросок тока 60 A 8/20 мкс и итоговое напряжение в линии. Эти кривые иллюстрируют устойчивость к большому току (для данного диода пиковый импульсный ток составляет 60 А) и соответствующее малое значение напряжения ограничения (10,1 В при максимальном токе). Итоговая пиковая импульсная мощность составляет 600 Вт. Это не ключевой параметр, хотя иногда он и используется для отбора TVS-диодов. В идеале максимально допустимый ток должен быть как можно больше (надежность защиты), а напряжение ограничения – как можно меньше (качество защиты).

Рис. 10. Реакция ESDA7P60-1U1M на импульс тока 60 A, 8/20 мкс по стандарту МЭК 61000-4-5

Защита линий канала конфигурации

Линии канала конфигурации используются не только для обнаружения соединения между портами DFP-UFP и управления этим соединением, но и для передачи данных по стандарту USB PD с использованием BMC-кодирования. Защита этих линий должна иметь следующие параметры:

• максимальное напряжение 5,5 В при использовании VCONN и отсутствии отрицательного сигнала;
• емкость защиты и емкость приемника должны быть в диапазоне 200…600 пФ.

Для защиты указанных линий требуется классическая схема защиты от ЭСР на основе однонаправленных защитных диодов без особых требований к их емкости и величине пикового импульсного тока.

Защита дифференциальных линий от электростатических разрядов

Устройства защиты дифференциальных линий следует выбирать очень тщательно, чтобы они не оказывали заметного влияния на передаваемые по этим линиям сигналы. В частности, ширина полосы частот устройства защиты, определяемая его граничной частотой, должна быть больше ширины полосы частот сигнала.

Ширина полосы частот сигнала

Ширина полосы частот апериодического трапецеидального сигнала зависит от минимального значения времени нарастания или спада сигнала, согласно формулам 1 или 2:

$$BW=frac{0.35}{t_{r(10\%-90\%)}}qquad{mathrm{(}}{1}{mathrm{)}}$$

или

$$BW=frac{0.22}{t_{r(20\%-80\%)}}qquad{mathrm{(}}{2}{mathrm{)}}$$

Чтобы минимизировать влияние защиты от ЭСР на передаваемый сигнал, полоса частот устройства защиты должна быть шире полосы частот сигнала.

Влияние устройства защиты от ЭСР на время нарастания передаваемого сигнала

Собственная емкость устройства защиты от ЭСР влияет на время нарастания сигнала и отклик TDR. Приведенная ниже формула 3 описывает время нарастания сигнала на выходе устройства защиты от ЭСР при подаче на вход этого устройства прямоугольного сигнала:

$$t_{r\_ESD}=0.35 imes Z_{0} imes pi imes C_{ESD}qquad{mathrm{(}}{3}{mathrm{)}}$$

Если рассматривать устройство защиты от ЭСР не просто как конденсатор, включенный параллельно линии передачи, а как фильтр нижних частот, то время нарастания устройства защиты можно выразить через частоту среза этого фильтра fESD_-3dB (формула 4):

$$t_{r\_ESD}=frac{0.35}{f_{ESD\_-3dB}}qquad{mathrm{(}}{4}{mathrm{)}}$$

Формула 5 описывает время нарастания всей системы при наличии защиты от ЭСР:

$$t_{r\_system}=sqrt{t_{r\_signal}^2+t_{r\_ESD}^2}qquad{mathrm{(}}{5}{mathrm{)}}$$

Таким образом, если мы зададимся условием, что время нарастания сигнала при добавлении защиты от ЭСР не должно увеличиться более чем на 10% от первоначального значения, то максимальное значение емкости устройства защиты для заданного времени нарастания будет определяться по формуле 6:

$$C_{ESD\_max}=frac{sqrt{0.21} imes t_{r\_signal}}{Z_{0} imes 0.35 imes pi}qquad{mathrm{(}}{6}{mathrm{)}}$$

Минимальное значение граничной частоты устройства защиты определяется по формуле 7:

$$f_{-3dB\_ESD\_min}=frac{0.35}{sqrt{0.21} imes t_{r\_signal}}qquad{mathrm{(}}{7}{mathrm{)}}$$

На рисунке 11 приведена характеристика ослабления сборки HSP051-4M10. Частота среза в данном случае составляет 14,5 ГГц.

Рис. 11. Характеристика ослабления HSP051-4M10

Глазковые диаграммы

Влияние устройства защиты на передаваемый сигнал контролируется по глазковым диаграммам, получаемым во время сертификационных испытаний. На рисунках 12…14 приведены глазковые диаграммы для разных интерфейсов, полученные при установленных устройствах защиты от ЭСР и без них.

Рис. 12. Глазковые диаграммы с/без HSP062-2M6 с маской (шаблон 1) для интерфейса USB 2.0 (скорость передачи 480 Мбит/с)

Рис. 13. Глазковые диаграммы с/без HSP051-4M10 для интерфейса USB 3.1 Gen 1 (скорость передачи 5 Гбит/с) после эталонного кабеля и эквалайзера

Рис. 14. Глазковые диаграммы с/без HSP051-4M10 для интерфейса USB 3.1 Gen2 (скорость передачи 10 Гбит/с) после эталонного кабеля и эквалайзера

Устройства защиты от электростатических разрядов обычно располагаются рядом с разъемом. Пример расположения этих компонентов показан на рисунке 15.

Рис. 15. Расположение устройств защиты от ЭСР на печатной плате

Транзисторные сглаживающие фильтры

На рис. 1 представлена схема наиболее простого транзисторного фильтра. Принцип его работы заключается в следующем. На коллектор транзистора VT1 поступает напряжение с большой амплитудой пульсации, а цепь базы питается через интегрирующую цепь R1C1, которая сглаживает пульсации напряжения на базе. Сопротивление резистора R1 выбирают из условия достаточности тока базы для обеспечения заданного тока в нагрузке. Чем больше постоянная времени T=R1C1, тем меньше пульсации напряжения на базе. Так как устройство представляет собой эмиттерный повторитель, то на выходе фильтра пульсации будут столь же малыми, как и на базе. Емкость конденсатора С1 может быть в несколько раз меньше, чем у конденсатора в LC-фильтре, так как базовый ток намного меньше выходного тока фильтра (коллекторного тока транзистора) — примерно в h21э раз.

Рис. 2

Преимущество этого фильтра — в простоте. К недостаткам следует отнести, во-первых, противоречивые требования к значению сопротивления резистора R1 (для уменьшения пульсации на выходе фильтра следует увеличивать сопротивление, а для повышения КПД фильтра-уменьшать), во-вторых, сильная зависимость параметров фильтра от температуры, времени, значения тока нагрузки, статического коэффициента передачи тока базы транзистора. В таких фильтрах обычно резистор R1 подбирают опытным путем. На рис. 2 представлена схема фильтра, у которого пульсации выходного напряжения меньше, так как он позволяет увеличить сопротивление резистора R1. Такая возможность обусловлена тем, что цепь базы здесь питается от отдельного источника питания с напряжением Uб, большим, чем у основного источника (Uвх). Мощность, выделяющаяся на резисторе R1, незначительна, поскольку ток базы мал. Однако, наряду с положительным эффектом уменьшения пульсации, этому фильтру присущи те же недостатки, что и выполненному по схеме на рис.1. Кроме того, в этом фильтре транзистор может войти в режим насыщения и тогда пульсации со входа будут без какого бы то ни было ограничения переданы на выход фильтра. Насыщение транзистора наступит тогда, когда по каким-либо причинам напряжение на базе превысит напряжение на коллекторе. На рис. 3 представлена схема фильтра, позволяющего избежать зависимости выходных параметров от температуры, времени, нагрузки и коэффициента h21э транзистора. Ток через делитель R1R2 выбирают в 5…10 раз большим, чем ток, ответвляющийся в базу. Поэтому выходное напряжение фильтра будет определяться распределением входного напряжения на делителе.

Рис. 3

Недостатки фильтра: меньший КПД по сравнению с собранными по схемам на рис.1 и 2, необходимость увеличения емкости конденсатора С1 для получения того же уровня пульсации на выходе, что и у предыдущих фильтров. Для улучшения его фильтрующих свойств применяют N-звенные RC-фильтры в цепи базы транзистора. На рис.4 показана схема устройства с двузвенным RC-фильтром. Здесь сумма значений сопротивления резисторов R1 и R2 равна сопротивлению резистора R1 в предыдущем устройстве, а сопротивление резистора R3 равно сопротивлению резистора R2 в фильтре по рис.3.

Рис. 4

Недостаток этого устройства — сравнительно невысокий КПД. Из рассмотренных фильтров практическое применение получили устройства, выполненные по схемам на рис.3 и 4. С учетом интересных качеств, заложенных в фильтре по схеме на рис.2, была проведена работа по усовершенствованию этого устройства. Ее результатом явились два варианта фильтра, по КПД и уровню пульсации близкого к LC-фильтрам, а по массогабаритным показателям значительно превосходящего их.

Рис. 5

Рис. 6

Схема одного из этих фильтров показана на рис.5, а на рис.6 — несколько упрощенные графики, иллюстрирующие его работу. На коллектор транзистора VT2 поступает от выпрямителя постоянное напряжение Uвх с большой амплитудой пульсации. На резистор R1 поступает напряжение Uб с дополнительного источника (на рис.6 оно показано не содержащим пульсации для облегчения понимания работы фильтра; реально оно может иметь пульсации). Всегда следует выбирать Uб>Uвх, что позволит увеличить сопротивление резистора R1, а значит, уменьшить емкость конденсатора С1. Конденсатор С1 будет заряжаться от источника Uб через резистор R1. Пока напряжение на конденсаторе меньше входного (то есть напряжения на базе транзистора VT1), транзистор закрыт. Как только напряжение на конденсаторе превысит входное на величину UэбVT1 транзистор VT1 откроется и конденсатор С1 начнет разряжаться (момент t1 на рис.6). Разрядка продолжается до тех пор, пока входное напряжение не начнет увеличиваться. В момент t2 транзистор VT1 закроется и конденсатор С1 снова начнет заряжаться. Далее этот процесс будет периодически повторяться.

Рис. 7

Размах пульсации на конденсаторе определяется постоянной времени T=R1C1. Номинал резистора выбирают, исходя из тех же соображений, что и в рассмотренных ранее фильтрах по схеме на рис.1 и 2. Необходимую емкость конденсатора рассчитывают из условия, что постоянная времени T больше в 10…20 раз периода колебаний входного напряжения Uвх. Вообще же, чем больше емкость конденсатора, тем меньше размах пульсации. Напряжение с конденсатора С1 поступает на базу транзистора VT2 через диоды VD1, VD2. Так как транзистор VT2 включен по схеме эмиттерного повторителя, то выходное напряжение фильтра по форме будет повторять напряжение на конденсаторе С1, то есть пульсации на выходе фильтра будут намного меньше входных. Выходное напряжение жестко связано с минимальным значением входного напряжения и не зависит от температуры, времени, сопротивления нагрузки и статического коэффициента передачи тока основного транзистора фильтра. Минимальное напряжение между коллектором и эмиттером транзистора VT2 определяется числом диодов, включенных между конденсатором и базой этого транзистора и служащих для смещения уровня постоянной составляющей выходного напряжения. На рис.7 изображена схема второго варианта фильтра. Условия работоспособности для него те же, что и для первого (см. рис.5). Зарядка конденсатора С1 продолжается до тех пор, пока напряжение на нем не превысит входное на величину UпрVD1 (момент t1 на рис.8). С этого момента конденсатор С1 разряжается через открывшийся диод VD1, транзистор VT1 и нагрузку, а также через источник напряжения Uвх. Разрядка будет продолжаться до тех пор, когда входное напряжение Uвх начнет вновь увеличиваться (момент t2). Этот процесс будет повторяться периодически. Диоды VD2, VD3 служат для смещения уровня постоянной составляющей, как и в предыдущем фильтре. Кроме этого, диод VD2 выполняет функцию ключа в пиковом детекторе VD2C2. Так как ток базы довольно мал и конденсатор С2 разряжается только через цепь базы, то пульсации на нем будут меньше, чем на конденсаторе С1. Следовательно, на выходе фильтра пульсации будут незначительны.

Рис. 8

Наличие конденсатора С2 и диода VD2 изменяет характер кривой зарядки конденсатора С1 (рис.8). Пока напряжение на конденсаторе С1 меньше, чем на С2, и диод VD2 закрыт, наклон кривой Uс1 определяется постоянной времени зарядки T1=R1C1. Когда же напряжение UC1 превысит напряжение Uc2 настолько, что откроется диод VD2 (момент t3), то конденсаторы окажутся включенными параллельно. Скорость их зарядки уменьшится и будет определяться постоянной времени зарядки T2=R1 (C1+C2). После того, как напряжение на конденсаторе С1 достигнет своего максимального значения и начнет уменьшаться, диод VD2 закрывается и конденсатор С2 медленно разряжается через цепь базы транзистора VT1. Параметры этого фильтра так же, как и предыдущего (см. рис.5), практически не зависят от дестабилизирующих факторов. Сглаживающий фильтр, собранный по схеме на рис.7, при минимальном значении входного напряжения Uвх min=14 В с размахом пульсации dUвх=2,5 В и Uб=18 В обеспечивает при токе нагрузки 2 А выходное напряжение 12,5 В с размахом пульсации dUвых=40 мВ и КПД около 86 %. Конденсаторы С1 и С2 — К50-29.

Борьба со снижением чувствительности и подавление помех: синфазные фильтры

Выбираем оптимальную ширину полосы пропускания

Как уже было отмечено, требуемая ширина полосы пропускания синфазного фильтра определяется максимальным значением скорости передачи данных. Чтобы быть уверенным в том, что фильтр соответствует требованиям стандарта, в документации на фильтр приводятся глазковые диаграммы, снятые в различных стандартных конфигурациях. На рисунке 16 приведены диаграммы для фильтра ECMF04-4HSWM10 при его тестировании с интерфейсами USB 3.1 Gen 1 и HDMI 2.0. Эти диаграммы не выходят за границы соответствующих масок, таким образом, данный фильтр без проблем можно использовать с этими интерфейсами.

Рис. 16. Глазковые диаграммы для фильтра ECMF04-4HSWM10

Подавление синфазных помех

На каждую линию высокоскоростной передачи данных устанавливается отдельный синфазный фильтр, рассчитанный на определенный диапазон частот, помехи в котором могут отрицательно сказаться на работе устройства. На рисунке 17 приведены графики ослабления синфазного сигнала SCC21 для разных синфазных фильтров.

Рис. 17. Типовые характеристики ослабления синфазного сигнала фильтров семейств ECMF/CMF (эталонная характеристика выделена красным цветом)

Фиолетовая линия соответствует оптимальной характеристике подавления синфазного сигнала: -20 дБ во всем диапазоне частот. К примеру, если из-за высокого уровня помех, возникающих при передаче данных, уменьшается чувствительность устройства в диапазоне LTE RX Band-5, то необходимо выбирать синфазный фильтр со светло-зеленой линией характеристики SCC21. В этом случае уровень помех в указанном диапазоне частот будет не более -30 дБ. Если же возникают проблемы при приеме сигнала Wi-Fi диапазона 2,4 ГГц, рекомендуется использовать синфазный фильтр с синей линией характеристики SCC21. Такой фильтр эффективно подавит помехи в указанном диапазоне частот до уровня не более -35 дБ.

Топология печатной платы

Фильтры просты в применении и облегчают трассировку дорожек, подходящих к разъему USB Type-C. Это позволяет сохранить дифференциальный импеданс линии передачи, равный 100 или 90 Ом.

На рисунке 18 представлена типичная топология печатной платы в месте разъема USB Type-C.

Рис. 18. Пример компоновки с тремя синфазными фильтрами на высокоскоростных линиях передачи

Польза синфазных фильтров

На рисунке 19 показан уровень помех, излучаемых кабелем USB 3.1 Gen 1 в диапазоне 1,5…3 ГГц. Нетрудно заметить, что разница между пиковыми значениями на определенных частотах и уровнем собственных шумов может достигать 20 дБ. Поскольку эти пики попадают в тот же диапазон частот, который используется Bluetooth или Wi-Fi, чувствительность приемного тракта ухудшается, что приводит к разрыву соединения.

Рис. 19. Помехи, генерируемые кабелем USB 3.0 Gen 1

Помехи такого рода можно подавить синфазными фильтрами. Для примера мы разместили синфазные фильтры ECMF04-4HSWM10 семейства ECMF™ с центральной частотой 2 ГГц на обоих концах линии связи. Из типовой характеристики ослабления SCC21 этого фильтра, приведенной на рисунке 20, можно увидеть, что в диапазоне 1,8…2,9 ГГц уровень помех снижается до значения меньше -25 дБ.

Рис. 20. Типовая характеристика ослабления фильтра ECMF04-4HSWM10, предназначенного для устройств диапазона 2,4 ГГЦ

На рисунке 21 продемонстрировано снижение уровня синфазных помех за счет применения фильтра семейства ECMF.

Рис. 21. Красный график – уровень излучаемых помех при наличии в линии USB 3.1 Gen 1 синфазных фильтров

Среднее значение коэффициента передачи составляет около -25 дБ. Однако пока неизвестно, как применение фильтра скажется на работе реального устройства.

Рассмотрим влияние синфазных фильтров на работу беспроводной сети Wi-Fi. Возьмем подключенный по Wi-Fi к интернету ноутбук, к которому подсоединено внешнее устройство с интерфейсом USB 3.1 Gen 1. Во время обмена по шине USB 3.1 Gen 1 при слабом сигнале беспроводной сети, уровень которого определяется по значению параметра RSSI, Wi-Fi-соединение разрывается (рисунок 22). Это происходит из-за того, что помехи, излучаемые цифровой линией связи, глушат радиосигнал.

Рис. 22. Параметр RSSI сигнала Wi-Fi во время обмена по шине USB 3.1 Gen 1 (окно «InSSIDer»)

На рисунке 23 влияние помех на сигнал Wi-Fi показано более детально. Как видно из данного рисунка, во время передачи данных по шине USB 3.1 Gen 1 уровень RSSI (желтая кривая) уменьшается на 11 дБ, в результате чего сигнал WI-Fi с низким уровнем пропадает (оранжевая кривая).

Рис. 23. Снижение чувствительности приемника Wi-Fi во время передачи данных по шине USB 3.1 (окно «InSSIDer»)

Если же в линию передачи данных поместить синфазные фильтры (в данном случае – ECMF02-2HSMX6), то работа сети Wi-Fi не нарушается (рисунок 24).

Рис. 24. Обеспечение надежной работы сети Wi-Fi

В случае применения синфазных фильтров активность интерфейса USB 3.1 Gen 1 практически не влияет на работу Wi-Fi при высоком уровне сигнала, и в то же время эти фильтры обеспечивают бесперебойную работу сети Wi-Fi в условиях слабого сигнала (рисунок 25).

Рис. 25. Надежная работа сети Wi-Fi во время передачи данных по интерфейсу USB 3.1 Gen 1

Кроме того, в фильтрах семейства ECMF имеется встроенная защита от электростатических разрядов. Это позволяет отказаться от установки отдельных TVS-диодов на линиях данных, что экономит место на печатной плате. В некоторых моделях этих фильтров также имеется защита от высокоэнергетических импульсов током до 60 А (8/20 мкс) для линии VBUS и дополнительный TVS-диод, который можно применить для защиты линии управления (ECMF2-0730V12M12).

Также синфазные фильтры этого семейства ограничивают ток в линии за счет своего внутреннего сопротивления постоянному току RDC, тем самым обеспечивая дополнительную защиту приемопередатчика (рисунок 26).

Рис. 26. Влияние сопротивления постоянному току RDC синфазного фильтра

На рисунке 27 приведены типовые графики ограничения напряжения фильтров семейства ECMF при испытании на устойчивость к ЭСР по стандарту МЭК61000-4-2 (контактный разряд ±8 кВ). Как видно из рисунка, через 30 нс после формирования разряда напряжение ограничивается на уровне менее 19 В при положительном импульсе и менее 6,5 В при отрицательном импульсе.

Рис. 27. Типовые характеристики ограничения напряжения фильтров семейства ECMF

Эти результаты намного лучше тех, которые обеспечивают металл-оксидные варисторы (MOV), встраиваемые в некоторые синфазные фильтры, изготовленные по технологии LTCC. Для сравнения на рисунке 28 приведены характеристики ограничения напряжения защитных устройств обоих типов, характеристике фильтров семейства ECMF соответствует график зеленого цвета.

Рис. 28. Сравнение характеристик ограничения ECMF и LTCC + MOV (МЭК61000-4-2 ±8 кВ, контактный разряд)

Передача звука

Через разъем USB Type-C можно передавать аудиосигналы. На рисунке 29 приведена типовая схема переходника на аудиоразъем 3,5 мм. В данном случае для передачи сигналов правого и левого каналов используются, соответственно, линии Dp1/Dn1 [A6-A7/B6-B7] интерфейса USB 2.0.

Рис. 29. Переходник на аудиоразъем 3,5 мм – USB Type-C

Необходимо, чтобы двунаправленные устройства защиты на линиях USB соответствовали напряжению аудиосигнала, а также не вызывали искажений сигнала из-за демодуляции на прямо смещенном p-n-переходе. Из-за наводок, вызванных TDMA-сигналами стандарта GSM, в аудиосигнале могут возникать искажения, проявляющиеся в виде неприятного гула. Параметры некоторых компонентов семейства ECMF2, например, ECMF2-0730V12M12, полностью соответствуют указанным требованиям.

Ферритовые фильтры на интерфейсном кабеле

Многие видели на интерфейсных кабелях, предназначенных для подключения к компьютерам периферийных устройств, своеобразные утолщения, представляющие собой надетые на кабель заключенные в пластмассовую или резиновую оболочку ферритовые цилиндры. Это фильтры, подавляющие помехи. К сожалению, не все производители отличаются честностью, в результате чего вместо ферритовых цилиндров на кабелях встречаются их муляжи — пустые круглые обоймы без ферритов или даже сплошные пластмассовые имитации фильтров.

Если, например, на кабеле для подключения монитора к аналоговому выходу компьютера ферритовые цилиндры отсутствуют или заменены муляжами, на экране может появиться весьма заметный муар — результат воздействия помех. Если ферритовые фильтры отсутствуют на USB-удлинителе, это может привести к неработоспособности подключенного с его помощью модема для мобильного Интернета (очень частая проблема).

Отсутствие ферритовых цилиндров на интерфейсном кабеле может быть причиной отсутствия устойчивой связи компьютера с цифровым фотоаппаратом, flash-плейером, съемным USB-диском. Устройства с питанием от сети 220В — принтеры, сканеры, внешние жесткие диски — обычно менее требовательны к качеству интерфейсных кабелей.

Проверить, выбирая кабель, настоящие ли на нем ферритовые цилиндры или только их муляжи, не разбирая фильтры и даже не вскрывая упаковку кабеля, можно с помощью мощного компактного магнита. Такие магниты имеются в современных динамических головках.

Если нет возможности заменить кабель без фильтров полноценным, можно доработать его, надев вместо отсутствующих цилиндров ферритовые кольца. Для этого кабель придется разрезать на две части (желательно посередине). Заодно можно уменьшить его длину, что также благоприятно скажется на качестве связи. Надев на каждую половину кабеля нужное число ферритовых колец, их разрезанные провода сращивают и изолируют, не забыв срастить и экранирующую оплетку.

Наиболее пригодны к доработке кабели с «толстой» экранирующей оплеткой и в прозрачной внешней изоляции. Последнее позволяет, не разрезая кабель, убедиться в наличии оплетки (иногда она отсутствует) и ее качестве. Также весьма желательно, чтобы красный и черный провода кабеля, по которым подается напряжение питания, были большего сечения, чем сигнальные провода.

Примером может служить доработка приобретенного для подключения к компьютеру USB-модема для мобильного Интернета кабеля USB-A(вилка)—USB-A (розетка) длиной 1,8м без ферритовых фильтров. Кабель был разрезан и укорочен до 1м. На каждую его половину были надеты по два ферритовых кольца 600НН типоразмера 22x10x6 мм и сделан один виток.

Со стороны подключения модема кольца расположены на расстоянии около 20см от розетки USB-A — отрезок кабеля между кольцами и модемом служит своеобразным противовесом для антенны модема.

При подключении к любому из имеющихся компьютеров мобильного модема с помощью доработанного кабеля все проблемы с устойчивостью связи исчезли.

А. БУТОВ

Что еще почитать по теме:

• Приложение QTH Locator Droid для Android
• Электронная почта @RUQRZ.COM
• Как я сращиваю кабель
• Второе, переработанное издание книги UA1FA «Я строю KB радиостанцию»
• Дицибелы в технике связи
• Высокочастотное заземление
• Защита трансивера от перенапряжения на выходе блока питания
• Панель ресурсов для радиолюбителя в Интернет браузере
• Ремонт электроники. Как найти неисправность, с чего начать?
• Собираем антенну 3G модема
• Борьба с переполюсовкой

Оценочные платы

Чтобы разработчики могли без больших усилий ознакомиться с возможностями наших компонентов, мы предлагаем несколько оценочных плат различной конфигурации, например, с защитой на всех линиях и с защитой и фильтрацией. Внешний вид оценочных плат показан на рисунке 30.

Рис. 30. Оценочные платы с разъемом USB Type-C